王雪峰，唐禎安

(大連理工大學(xué)電子科學(xué)與技術(shù)學(xué)院，遼寧大連116023)

作為超聲波測(cè)距、超聲波流量計(jì)量中的關(guān)鍵技術(shù)，超聲波飛行時(shí)間測(cè)量技術(shù)越來越受到人們的重視［1－2］。為提高檢測(cè)精度，包括閾值檢測(cè)在內(nèi)的很多方法已成功應(yīng)用到工業(yè)測(cè)量的各個(gè)領(lǐng)域［3－6］。然而，隨著檢測(cè)精度要求的逐步提高，超聲波換能器與流場(chǎng)之間的阻抗不匹配、測(cè)量環(huán)境復(fù)雜多變、換能器激發(fā)遲滯等問題，嚴(yán)重地阻礙了傳統(tǒng)測(cè)量方法的繼續(xù)推廣與應(yīng)用［7－8］。

圖1所示為超聲波換能器接收信號(hào)壓電轉(zhuǎn)換遲滯現(xiàn)象示意圖。脈沖信號(hào)經(jīng)流場(chǎng)由發(fā)射換能器向接收換能器傳播。超聲波信號(hào)到達(dá)接收端，接收換能器經(jīng)壓電轉(zhuǎn)換將傳播信號(hào)轉(zhuǎn)化為電壓信號(hào)。當(dāng)接收信號(hào)電壓幅值超過預(yù)先設(shè)定的電壓閾值時(shí)，通過計(jì)算信號(hào)到達(dá)時(shí)間與發(fā)射脈沖的時(shí)間間隔即可得到超聲波飛行時(shí)間。實(shí)際測(cè)量中，壓電換能器、工況條件及換能器間的相對(duì)距離都會(huì)改變接收信號(hào)遲滯時(shí)間，影響超聲波飛行時(shí)間的檢測(cè)精度［9］。

圖1 超聲波換能器接收信號(hào)壓電轉(zhuǎn)換遲滯示意圖

此外，在實(shí)際測(cè)量中受環(huán)境噪音的干擾，超聲波接收信號(hào)會(huì)發(fā)生變形，產(chǎn)生閾值檢測(cè)偏差［10］。情況嚴(yán)重時(shí)，初始到達(dá)低幅值超聲波信號(hào)會(huì)完全淹沒在噪音中。此種條件下，接收波形經(jīng)閾值檢測(cè)后會(huì)出現(xiàn)錯(cuò)波或漏波，極大的影響了結(jié)果的準(zhǔn)確性［11］。為解決上述問題，本文結(jié)合自干涉驅(qū)動(dòng)技術(shù)與雙閾值擬合算法，提出了一種測(cè)量超聲波飛行時(shí)間的新方法。

1 自干涉驅(qū)動(dòng)技術(shù)

方波脈沖信號(hào)經(jīng)超聲波換能器轉(zhuǎn)換后形成衰減的正弦波［12］:

其中，n，a，ω，φ為換能器特性參數(shù)，A為脈沖波幅值，ω是換能器諧振角頻率，t代表超聲波傳播時(shí)間。假設(shè)由同一發(fā)射換能器產(chǎn)生兩列連續(xù)的脈沖波:

td為脈沖波的時(shí)間間隔，u(t)代表單位階躍函數(shù)。疊加兩列脈沖波形成組合脈沖序列:

當(dāng)時(shí)間間隔td=(2k+1)π/ω小于等效信號(hào)波長(zhǎng)，由式(2)可知，前后發(fā)射脈沖波形經(jīng)超聲波換能器轉(zhuǎn)換后存在干涉現(xiàn)象，波形相位翻轉(zhuǎn)180度。此外，當(dāng)傳播時(shí)間滿足式(4)的條件時(shí)，發(fā)射信號(hào)波形產(chǎn)生包絡(luò)線過零點(diǎn)。

根據(jù)上述公式推導(dǎo)，通過計(jì)算發(fā)射、接收信號(hào)的包絡(luò)線過零點(diǎn)時(shí)間間隔可以直接得到超聲波信號(hào)在換能器間的傳播時(shí)間。然而實(shí)際測(cè)量中，由于噪聲干擾經(jīng)常淹沒包絡(luò)線過零點(diǎn)，常規(guī)的過零點(diǎn)檢測(cè)方法容易產(chǎn)生測(cè)量誤差。為克服這一問題，本文通過調(diào)節(jié)發(fā)射脈沖波的時(shí)間間隔產(chǎn)生自干涉驅(qū)動(dòng)波形，利用接收信號(hào)包絡(luò)線過零點(diǎn)前后相位翻轉(zhuǎn)現(xiàn)象，通過CPLD相位檢測(cè)技術(shù)測(cè)量相位翻轉(zhuǎn)時(shí)間從而確認(rèn)接收信號(hào)到達(dá)時(shí)間。

圖2所示為自干涉驅(qū)動(dòng)波示意圖。自干涉驅(qū)動(dòng)信號(hào)由三部分組成:①發(fā)射換能器輸出一列6個(gè)低幅值驅(qū)動(dòng)脈沖(脈沖#1);②當(dāng)?shù)谝涣忻}沖輸出后，2個(gè)高幅值脈沖按相反相位激發(fā)換能器(調(diào)節(jié)脈沖);③相位、幅值調(diào)節(jié)后，保持相位、幅值輸出第二列6個(gè)脈沖(脈沖#2)。通過調(diào)節(jié)脈沖的相位、幅值使順序發(fā)射兩列脈沖波自干涉出現(xiàn)包絡(luò)線過零點(diǎn)。經(jīng)實(shí)際檢測(cè)校準(zhǔn)，將調(diào)節(jié)脈沖第二個(gè)脈沖波的上升沿作為發(fā)射脈沖相位檢測(cè)觸發(fā)信號(hào)。

圖2 自干涉驅(qū)動(dòng)波示意圖

圖3為接收信號(hào)相位檢測(cè)飛行時(shí)間示意圖。自干涉驅(qū)動(dòng)波經(jīng)流場(chǎng)由發(fā)射換能器向接收換能器傳播。超聲波信號(hào)到達(dá)接收端，經(jīng)放大、濾波電路調(diào)理后與比較器預(yù)先設(shè)定的電壓閾值進(jìn)行比較。當(dāng)接收信號(hào)超過電壓閾值時(shí)，比較器輸出翻轉(zhuǎn)，觸發(fā)信號(hào)同步鎖存進(jìn)CPLD供相位檢測(cè)模塊調(diào)用。系統(tǒng)中CPLD通過設(shè)定計(jì)數(shù)器實(shí)現(xiàn)兩項(xiàng)功能:①超聲波發(fā)射信號(hào)及比較器觸發(fā)信號(hào)時(shí)間間隔計(jì)數(shù);②接收信號(hào)脈寬檢測(cè)。實(shí)際測(cè)量中，當(dāng)比較器觸發(fā)信號(hào)產(chǎn)生脈寬異常時(shí)，系統(tǒng)利用CPLD計(jì)數(shù)功能對(duì)接收脈寬進(jìn)行校準(zhǔn)。若滿足預(yù)先設(shè)定檢測(cè)要求，初始相位翻轉(zhuǎn)時(shí)間即為接收信號(hào)到達(dá)時(shí)間。最后，CPLD計(jì)數(shù)器計(jì)算發(fā)射脈沖及接收信號(hào)相位翻轉(zhuǎn)時(shí)間差得到超聲波飛行時(shí)間。

圖3 超聲波飛行時(shí)間相位檢測(cè)原理圖

2 雙閾值擬合算法

本文設(shè)計(jì)的超聲波飛行時(shí)間測(cè)量系統(tǒng)通過檢測(cè)比較器觸發(fā)信號(hào)完成接收波形相位檢測(cè)?？紤]到觸發(fā)信號(hào)與CPLD計(jì)數(shù)脈沖存在同步偏差，檢測(cè)精度受比較器閾值限制，該方法很難準(zhǔn)確定位相位翻轉(zhuǎn)初始時(shí)間即接收信號(hào)包絡(luò)線過零點(diǎn)。為克服上述問題，本文結(jié)合數(shù)值擬合方法，對(duì)包絡(luò)線過零點(diǎn)通過數(shù)值計(jì)算精確定位。圖4所示為包絡(luò)線過零點(diǎn)雙閾值擬合算法示意圖。V1，V2為比較器設(shè)定檢測(cè)閾值，t1，t2表示比較器翻轉(zhuǎn)時(shí)間，t0表示接收信號(hào)自干涉波形過零點(diǎn)。該方法利用兩點(diǎn)接收信號(hào)檢測(cè)數(shù)據(jù)，將超聲波信號(hào)上升沿近似擬合為指數(shù)函數(shù)形式，形如:A=a(t－t0)n。其中，A為接收信號(hào)擬合計(jì)算電壓值，a為接收波形幅值參數(shù)，t0為接收脈沖到達(dá)時(shí)間，t為脈沖傳播時(shí)間，n為曲線擬合參數(shù)。為確定該函數(shù)最合理的冪指數(shù)數(shù)值，我們將擬合函數(shù)與實(shí)際接收波形進(jìn)行比較。通過對(duì)比，接收信號(hào)上升沿與n=2時(shí)的擬合函數(shù)吻合程度最高，因此拋物線函數(shù)被選定為包絡(luò)線過零點(diǎn)計(jì)算的擬合函數(shù)。

圖4 雙閾值擬合算法原理圖

為簡(jiǎn)化系統(tǒng)設(shè)計(jì)，本文利用雙比較器實(shí)現(xiàn)相位偵測(cè)及接收信號(hào)閾值測(cè)量，結(jié)果如式(5)、式(6)所示。當(dāng)比較器1監(jiān)測(cè)數(shù)據(jù)顯示接收波形出現(xiàn)相位翻轉(zhuǎn)，比較器2打開并按預(yù)先設(shè)定閾值對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行檢測(cè)。通過對(duì)雙比較器檢測(cè)數(shù)值推導(dǎo)計(jì)算，實(shí)現(xiàn)接收信號(hào)包絡(luò)線過零點(diǎn)求解，結(jié)果如式(7)所示:

其中，r=V2/V1為接收波形上下限閾值電壓之比。經(jīng)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，采用比較器閾值檢測(cè)技術(shù)進(jìn)行過零點(diǎn)測(cè)量，不需要非線性迭代計(jì)算推導(dǎo)擬合參量，能夠極大的降低計(jì)算成本，簡(jiǎn)化計(jì)算步驟。

為衡量算法的穩(wěn)定性及測(cè)量誤差容限，本文利用式(5)、式(6)的推導(dǎo)公式(t2－t1)2=(V1/a)·(r1/2－1)2，對(duì)式(7)進(jìn)行微分計(jì)算，結(jié)果如式(8)所示:

式(8)結(jié)果表明，調(diào)節(jié)比較器設(shè)定的閾值可以改變系統(tǒng)測(cè)量精度。當(dāng)比較器1閾值范圍設(shè)置過低，閾值檢測(cè)容易受到環(huán)境噪聲干擾，系統(tǒng)檢測(cè)穩(wěn)定性將變差。此外，兩個(gè)閾值比較器設(shè)定數(shù)值之比增加也會(huì)造成系統(tǒng)檢測(cè)不穩(wěn)定。對(duì)比實(shí)驗(yàn)結(jié)果，當(dāng)r的取值范圍控制在1.5－2.5之間，系統(tǒng)穩(wěn)定性最高且過零點(diǎn)測(cè)量結(jié)果最準(zhǔn)確。

3 硬件設(shè)計(jì)

系統(tǒng)硬件由模擬電路和數(shù)字電路兩部分組成如圖(5)所示。核心器件為TI公司的數(shù)字信號(hào)處理器DSP TMS320F2812及Xilinx公司的復(fù)雜可編程邏輯器件CPLD XC2C128。其中，DSP負(fù)責(zé)時(shí)間調(diào)控、擬合算法處理、飛行時(shí)間綜合計(jì)算及外圍模塊管理。CPLD負(fù)責(zé)驅(qū)動(dòng)波形激勵(lì)、接收波形脈寬校準(zhǔn)以及飛行時(shí)間整周期計(jì)數(shù)。系統(tǒng)啟動(dòng)后，由CPLD、電壓控制模塊生成40 kHz自干涉驅(qū)動(dòng)波激勵(lì)超聲波換能器。圖6所示為CPLD趨動(dòng)波形時(shí)序仿真及幅值電壓控制模塊硬件原理圖。由圖可見，自干涉驅(qū)動(dòng)波由40 kHz時(shí)鐘經(jīng)相位、幅值調(diào)節(jié)后生成。CPLD利用分頻器對(duì)40 MHz晶振分頻產(chǎn)生兩組相位相反的40 kHz輔助時(shí)鐘，并根據(jù)驅(qū)動(dòng)波自干涉條件設(shè)定相位、幅值控制信號(hào)。在相位控制信號(hào)的上升沿、下降沿，系統(tǒng)觸發(fā)不同的輔助時(shí)鐘，完成驅(qū)動(dòng)波形的相位調(diào)節(jié)。幅值調(diào)節(jié)電路由電容、穩(wěn)壓器(7 805)、三極管(2SC1815)及分壓電阻構(gòu)成。當(dāng)CPLD輸出3.3 V幅值控制信號(hào)，三極管工作在飽和區(qū)，穩(wěn)壓器輸出端旁路電阻R3直接與地連接，輸出電壓為5 V。當(dāng)CPLD輸出0 V幅值控制信號(hào)，三極管工作在截止區(qū)，調(diào)整R2、R3電阻值，輸出端電壓將達(dá)到12 V。因此，通過調(diào)控CPLD的幅值控制信號(hào)可以產(chǎn)生5 V、12 V變化的驅(qū)動(dòng)電壓。最后，經(jīng)CPLD相位調(diào)節(jié)后的驅(qū)動(dòng)信號(hào)輸入到開關(guān)場(chǎng)效應(yīng)管柵極，輸出端將產(chǎn)生幅值變化的自干涉驅(qū)動(dòng)波。

圖5 系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)圖

圖6 自干涉驅(qū)動(dòng)波時(shí)序仿真及硬件原理圖

自干涉驅(qū)動(dòng)波經(jīng)發(fā)射換能器激勵(lì)后向接收換能器傳送。超聲波信號(hào)抵達(dá)接收端，經(jīng)放大、濾波調(diào)理電路處理后輸入到閾值比較器1。當(dāng)輸入結(jié)果超過比較器預(yù)先設(shè)定的觸發(fā)值時(shí)，比較器翻轉(zhuǎn)并鎖存觸發(fā)時(shí)間進(jìn)CPLD。CPLD脈寬檢測(cè)模塊通過對(duì)比較器1觸發(fā)生成的脈沖進(jìn)行脈寬檢測(cè)判斷接收信號(hào)相位是否出現(xiàn)翻轉(zhuǎn)。如果脈寬檢測(cè)發(fā)生變化即認(rèn)為接收信號(hào)出現(xiàn)相位翻轉(zhuǎn)，比較器2啟動(dòng)并按預(yù)先設(shè)定值對(duì)接收波形二次比較及同步鎖存觸發(fā)時(shí)間。最后，CPLD檢波單元對(duì)比較器1、2采集到的脈寬信號(hào)綜合校驗(yàn)。當(dāng)檢測(cè)結(jié)果滿足脈寬設(shè)計(jì)要求，比較器觸發(fā)時(shí)間將傳送至DSP利用擬合算法計(jì)算超聲波飛行時(shí)間。

4 測(cè)試及結(jié)果

為驗(yàn)證系統(tǒng)的有效性，將超聲波飛行時(shí)間檢測(cè)結(jié)果輸入如圖7所示的超聲波測(cè)距實(shí)驗(yàn)平臺(tái)。

圖7 超聲波測(cè)距系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

檢測(cè)平臺(tái)經(jīng)光學(xué)系統(tǒng)校準(zhǔn)后檢測(cè)范圍為20 mm～200 mm，兩個(gè)超聲波換能器面對(duì)面安裝在檢測(cè)平臺(tái)兩側(cè)。自干涉驅(qū)動(dòng)波由發(fā)射換能器經(jīng)空氣向接收換能器傳播。信號(hào)到達(dá)接收端后，系統(tǒng)對(duì)比較器觸發(fā)信號(hào)進(jìn)行處理，得到超聲波飛行時(shí)間。通過式(9)計(jì)算探頭間距。

其中，STOF為超聲波傳輸距離，C為超聲波在空氣中傳播速度，TTOF為系統(tǒng)檢測(cè)得到超聲波飛行時(shí)間。在實(shí)驗(yàn)室環(huán)境下，為規(guī)避無關(guān)因素干擾，有效提高檢測(cè)精度，系統(tǒng)以20 mm作為步長(zhǎng)單位在40 mm至180 mm間改變檢測(cè)距離。相對(duì)誤差計(jì)算公式如式(10)所示。其中，Sstandard為光學(xué)校準(zhǔn)的標(biāo)準(zhǔn)檢測(cè)距離，Erelative表示測(cè)量結(jié)果與標(biāo)準(zhǔn)值之間的相對(duì)誤差。結(jié)果如圖8所示:

圖8 不同間距條件下超聲波測(cè)距檢測(cè)相對(duì)誤差

5 結(jié)論

本文結(jié)合雙閾值擬合算法，將自干涉驅(qū)動(dòng)波技術(shù)應(yīng)用于超聲波飛行時(shí)間測(cè)量，克服了以往閾值檢測(cè)中壓電換能器遲滯時(shí)間不確定、信號(hào)到達(dá)觸發(fā)時(shí)間不同步等問題，增強(qiáng)了系統(tǒng)抗干擾能力并有效地提高了系統(tǒng)穩(wěn)定性。同時(shí)，系統(tǒng)憑借DSP高速信號(hào)處理器的數(shù)據(jù)處理能力、CPLD復(fù)雜可編程邏輯器件的高效相位檢測(cè)功能，結(jié)合雙閾值擬合算法，保證了系統(tǒng)檢測(cè)的實(shí)時(shí)性，提高了測(cè)量分辨率。為驗(yàn)證系統(tǒng)性能，本文將超聲波飛行時(shí)間計(jì)算結(jié)果帶入超聲波測(cè)距實(shí)驗(yàn)平臺(tái)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明在40 mm到180 mm測(cè)量范圍內(nèi)，相對(duì)誤差絕對(duì)值小于0.8%，平均誤差小于0.4%。對(duì)比飛行時(shí)間普通閾值檢測(cè)技術(shù)，本系統(tǒng)提出的檢測(cè)方法有效地提升了檢測(cè)精度。通過重復(fù)性實(shí)驗(yàn)，系統(tǒng)穩(wěn)定性及重復(fù)性相比常規(guī)方法也有大幅度提升。

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