黃江波,付志紅,王萬寶

(1.長江師范學(xué)院 物理學(xué)與電子工程學(xué)院，重慶408100；2.重慶大學(xué) 電氣工程學(xué)院，重慶 400044)

目前，對三相電壓型SVPWM整流器的研究多集中在與傳統(tǒng)PWM和SPWM進(jìn)行比較?？臻g電壓矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)動態(tài)響應(yīng)速度快、穩(wěn)態(tài)性能好、容易微處理器實現(xiàn)，但實現(xiàn)復(fù)雜、實時控制要求高、需高速微處理器[1-2],仿真方法也多采用MATLAB/SIMULINK的連續(xù)域仿真。在傳統(tǒng)的純數(shù)字離線仿真研究中，三相電壓型SVPWM整流器模型都是在一定假設(shè)條件下的簡化模型，同時沒有考慮開關(guān)損耗、開關(guān)時間、死區(qū)等方面的影響，與實際對象存在差異；此外，純數(shù)字離線仿真無法考慮到包括實際處理器的運算能力、存儲器的限制、中斷及I/O接口電路電氣特性等諸多因素。因此,本文提出基于VHS-ADC高速數(shù)字信號處理平臺來研究三相電壓型SVPWM整流器的硬件在回路仿真方法，設(shè)計了平臺的接口電路，研究了A/D端口和GPIO端口的銜接，并通過實驗驗證，達(dá)到了較好效果[1-5]。

1 VHS-ADC系統(tǒng)

加拿大Lyrtech公司的VHS-ADC是一種基于FPGA的高速數(shù)字信號處理系統(tǒng)，系統(tǒng)采用Xilinx公司的Virtex-II系列FPGA作為主要信號處理模塊，為用戶提供了基于MATLAB/SIMULINK、Xilinx/Altera FPGA的集成開發(fā)環(huán)境，無縫地實現(xiàn)自頂向下的開發(fā)流程。VHS-ADC內(nèi)部擁有豐富的門資源與硬件乘法器,工作頻率可達(dá)420 MHz，高速 A/D通道采樣率可達(dá) 105 MS/s,高速 D/A通道采樣率可達(dá) 125 MS/s，32位的 GPIO和 FPDP接口建立了與外界的高速數(shù)據(jù)通道,具有高度的并行運算能力，實時性強[6-8]。VHS-ADC系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。

本文構(gòu)建的三相電壓型SVPWM整流器的高速實時仿真平臺，以VHS-ADC、CPCI工控機作為控制系統(tǒng)主體，結(jié)合主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，輔以硬件接口電路等設(shè)備構(gòu)成了電路測試和試驗平臺。整個系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖2所示。

整個系統(tǒng)需要檢測的信號有三相電壓源信號ua、ub、uc和交流側(cè)輸入電流 ia、ib、ic以及直流側(cè)輸出電壓 udc。這些信號經(jīng)過信號調(diào)理電路之后傳輸?shù)絍HS-ADC平臺的A/D接口接收范圍內(nèi)的模擬信號，然后VHS-ADC完成系統(tǒng)的控制部分，最后由平臺輸出的SVPWM控制脈沖經(jīng)過驅(qū)動及保護(hù)電路控制主電路的IGBT。 整個系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單明了，易于實現(xiàn)。

2 平臺接口電路設(shè)計

(1)電壓信號的采集

交流電壓信號采集采用SLMV2000E傳感器，它是一種高精度、快速電壓傳感器，電流輸出型，初級和次級高度隔離，采集電壓范圍為 0～2 000 V，變比為400:1，能在電隔離條件下測量直流、交流、脈沖以及各種不規(guī)則電壓波形，且價格比LEM霍爾電壓傳感器低。交流電壓采集調(diào)理電路如圖3所示。

圖3 交流側(cè)電壓信號采集調(diào)理電路

SLC800是一種非常先進(jìn)的線性光電耦合器,使用高匹配晶體管使伺服反饋回路和傳遞輸出回路達(dá)到非常好的匹配。直流側(cè)電壓采集調(diào)理電路如圖4所示。圖中,信號檢測電路輸出的直流側(cè)電壓信號調(diào)理成 0～2.25 V范圍內(nèi)的模擬電壓信號，然后把這些模擬電壓信號送給VHS-ADC的 A/D轉(zhuǎn)換接口。其直流側(cè)電壓為uin=udc，經(jīng)過電阻分壓和電壓跟隨器可得到線性光耦的輸入電壓為：

根據(jù) SLC800的工作原理，可以得到經(jīng)過調(diào)理之后的直流側(cè)的電壓信號為：

通過調(diào)節(jié)電位器R的值，可得到不同倍數(shù)下的輸出值，同時必須滿足uout≤2.25 V,不超過VHS-ADC平臺A/D接口所允許通過的最大值。

(2)電流信號的采集

電流信號的采集采用型號為Honeywell CSNR161的霍爾電流傳感器,基于霍爾效應(yīng)和零磁場平衡原理測量電流，最大測量電流為125 A(rms)，輸入輸出電流比為125 mA/125 A，交流電流信號的采集和調(diào)理電路如圖5所示。

傳感器采用±12 V雙電源供電，其輸出電流信號經(jīng)測量電阻R轉(zhuǎn)換為電壓信號后，由運算放大器構(gòu)成的電壓跟隨器與接口匹配，可調(diào)整電位器R的大小，使輸出的雙極性信號恰好落在-1.125 V～+1.125 V的范圍，然后傳送給VHS-ADC的A/D端口。

3 VHS-ADC與接口板的銜接

3.1 A/D端口的銜接

通過平臺接口板可以檢測到交流側(cè)三相電壓信號和電流信號以及直流側(cè)的電容輸出電壓信號，然后傳輸?shù)絍HS-ADC的A/D轉(zhuǎn)換接口。當(dāng)使用A/D端口時，在VHS-ADAC Control Utility控制板上可以選擇是否使用可編程增益(增益的范圍為0～255)。如果不采用增益，則模擬輸入與數(shù)字輸出是成正比例關(guān)系；如果采用增益，則不成正比例關(guān)系。根據(jù)A/D特性，輸入電壓的最高值為2.25 V，可得到模擬量與數(shù)字量的比例關(guān)系為：

圖5 交流電流信號的采集和調(diào)理電路

式中，UA為A/D的模擬輸入量，UD為數(shù)字量。A/D端口的每一位對應(yīng)的模擬量為0.14 mV。

根據(jù)交流側(cè)的電壓、電流采集以及調(diào)理電路和式(3)，可得電壓和電流信號采集后的數(shù)字量表達(dá)式為：

式中，R為電流傳感器的測量電阻，Ua、Ia為電網(wǎng)電壓和電流的初始模擬信號，UD、ID為經(jīng)過A/D轉(zhuǎn)換后的數(shù)字量信號。為了恢復(fù)初始的模擬信號的量值，需要對數(shù)字量信號進(jìn)行降倍處理。根據(jù)式(4)可知,需將電壓降低18倍、電流降低7.15R倍。

根據(jù)直流側(cè)電壓采集和調(diào)理電路及式(2)、式(3)，可得直流側(cè)電壓信號的數(shù)字量表達(dá)式為：

取 R=10 kΩ,R1=1 MΩ，R2=10 kΩ，R4=100 kΩ，則式(5)可簡化為：udcD=7udc?？梢娭绷鱾?cè)的電壓應(yīng)該在整流器控制模型內(nèi)降低7倍才能還原到初始信號值。

3.2 GPIO端口的銜接

(1)三相電壓型SVPWM整流器的控制模型獲得的控制脈沖信號通過GPIO輸出，I/O接口的邏輯電平標(biāo)準(zhǔn)是LVTTL，輸出高電平為 3.3 V，低電平≤0.4 V。而接口板與GPIO口銜接的MC74HC08AD是CMOS集成電路，邏輯電平為5 V,接近于電源電壓。TTL驅(qū)動門的最小輸出電平小于CMOS負(fù)載門的最小輸入電平,無法為CMOS提供符合標(biāo)準(zhǔn)的高、低電平。因此,在TTL與CMOS兩種電路并存的情況下,需要設(shè)計TTL電路與CMOS電路的接口。此端口的銜接是用TTL電路驅(qū)動CMOS電路,采用的方法是在TTL電路的輸出端與+5 V電源之間接入上拉電阻RG。當(dāng)TTL輸出高電平時,輸出級的負(fù)載管和驅(qū)動管同時截止，故有：

式中,VOH為TTL驅(qū)動管的輸出電壓，VDD為電路供電電源，IO為TTL電路輸出級截止時的漏電流，I1H為負(fù)載管的輸入電流。由于IO和I1H都很小，所以只要合理選取RG的阻值，TTL的輸出電平可被提升為VOH≈VDD=5 V。

(2)GPIO端口是一個32位34針腳的I/O端口，理清GPIO的脈沖輸出針腳與6個IGBT之間的對應(yīng)關(guān)系，才能正確地控制IGBT的開關(guān)狀態(tài)。根據(jù)GPIO的分配表可得到GPIO針腳與IGBT管腳的對應(yīng)關(guān)系如表1所示。本設(shè)計的 PCB 板，信號從 IGBT 的 2、4、6、8、10、12 引腳輸出。T1、T2、T3、T4、T5、T6與原理圖的三相橋電路IGBT相對應(yīng)，G為IGBT的集電極端。

4 實驗

為了驗證所設(shè)計平臺接口板的正確性，調(diào)試完P(guān)CB板之后，得到實驗結(jié)果如下：

(1)電壓采集波形如圖6所示。圖6(a)為電網(wǎng)A相輸入電壓為Us=30 V，波形1為電網(wǎng)電壓經(jīng)過變壓器和電壓傳感得到的輸入波形，波形2為經(jīng)過調(diào)理電路后的輸出波形，可以看出電壓的相位和幅值完全一致，表明電壓采集調(diào)理電路的正確性。在圖6(b)中，在線形光耦采集調(diào)理電路的電阻分壓之后輸入直流電壓信號為0.806 V，輸出電壓信號為0.077 V，隔離光耦線形度滿足要求，驗證表明，線形隔離光耦傳輸線形度好，所設(shè)計的采集調(diào)理電路正確。

(2)GPIO的輸出控制脈沖與IGBT的集電極和基極兩端的控制脈沖對應(yīng)關(guān)系如圖7所示。

表1 GPIO針腳分配圖及其與IGBT管腳對應(yīng)關(guān)系

圖7的信號是從GPIO口輸出的控制脈沖，最高邏輯電平被上拉電阻提升到5 V，滿足了TTL與CMOS電路的轉(zhuǎn)換條件。IGBT的控制脈沖高電平為+14 V，此時管子導(dǎo)通，低電平為-8 V，管子關(guān)斷。可看出從平臺內(nèi)部輸出的GPIO控制脈沖與IGBT的控制脈沖完全對應(yīng)，驗證了平臺接口板設(shè)計正確性。

本文通過對三相整流器高速實時仿真平臺的電壓和電流信號采集電路及調(diào)理接口電路的設(shè)計，通過實驗可得接口設(shè)計電路電壓的相位和幅值完全一致，在線形光耦采集調(diào)理電路的電阻分壓后,輸入直流電壓信號與輸出電壓信號相近，隔離光耦線形度滿足要求，驗證了線形隔離光耦傳輸線形度好，設(shè)計的采集調(diào)理電路的正確性。通過從平臺內(nèi)部輸出的GPIO控制脈沖與IGBT的控制脈沖完全對應(yīng)，驗證了仿真平臺接口板設(shè)計的正確性和可行性，為進(jìn)一步研究硬件在三相整流回路中實現(xiàn)高速實時仿真奠定了理論基礎(chǔ)，具有一定的應(yīng)用價值。

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