項劍鋒　吳海榮

摘 要：根據(jù)美軍標MIL-STD-110B，詳細分析了短波調(diào)制解調(diào)器發(fā)送端基帶數(shù)據(jù)流的形成。針對目前短波調(diào)制解調(diào)器工程應用中存在的不足及美軍標中值得研究的問題，討論了短波調(diào)制解調(diào)器設計中的注意事項；并針對短波信道CMA盲均衡，論述了其研究前景和目前遇到的技術障礙，分析指出短波信道盲均衡是短波調(diào)制解調(diào)器下一步重點研究的方向之一。

關鍵詞：短波調(diào)制解調(diào)器;格雷編碼;信道探測;數(shù)據(jù)加擾;信道盲均衡

中圖分類號：TN929.5文獻標識碼：B

文章編號：1004-373X(2009)05-047-03

Research of Baseband Data StreamFormation and Discussion of

the Key Technology in Narrow Band HF Modem

XIANG Jianfeng,WU Hairong

(Military Representatives Office of NED in Shenyang,Shenyang,110034,China)

Abstract：Based on MIL-STD-110B,the paper detailed analyses the formation of transmitting data stream of HF modem，and in allusion to the shortage in the engineering application of HF modem and the issue worthy of research,the direction for design and research of HF modem is discussed.At the same time,in relative to HF channel CMA blind equalization,the paper discusses its research foreground and technology obstacle,and points out that HF channel blind equalization is the next key research direction for HF modem.

Keywords：HF modem;Gray code;channel probe;data scramble;channel blind equalization

0 引 言

短波調(diào)制解調(diào)器分為單音串行和多音并行兩種工作模式。其中，單音串行模式還可分為固定頻率和跳頻兩種工作方式。固定頻率方式采用載波頻率為1 800±1 Hz，跳頻工作方式僅在系統(tǒng)數(shù)據(jù)處理上與固定頻率方式有所差別，其數(shù)據(jù)流形成流程與固定頻率模式基本一致［1,2］。本文主要針對單音串行固定頻率工作模式下短波調(diào)制解調(diào)器發(fā)送端基帶數(shù)據(jù)流成形展開研究。

參照美軍標MIL-STD-110B，在VF(語音頻段)范圍內(nèi)工作的短波調(diào)制解調(diào)器數(shù)據(jù)率主要有：75 b/s,150 b/s,300 b/s,600 b/s,1 200 b/s,2 400 b/s和4 800 b/s。其中，4800 b/s不進行編碼，其工作狀態(tài)不穩(wěn)定，是下一步研究設計的目標。短波調(diào)制解調(diào)器的數(shù)據(jù)流形成包括如下幾個階段：數(shù)據(jù)編碼、交織、格雷編碼、加擾、同步序列的發(fā)送、信道探測序列發(fā)送和用戶信息發(fā)送，各階段數(shù)據(jù)處理之間有所交叉。串行短波調(diào)制解調(diào)器采用8PSK調(diào)制方式，不管用戶采用何種信道速率，在基帶信號處理中，碼符號速率均為2 400 Baud。

1 發(fā)送端數(shù)據(jù)流程

1.1 數(shù)據(jù)編碼與交織

用戶數(shù)據(jù)輸出二進制信息至編碼器，對輸入數(shù)據(jù)進行糾錯編碼。糾錯編碼一般采用(7,［133 171］)的卷積編碼方式，所有數(shù)據(jù)率均采用不編碼或1/2碼率編碼，并重復相應次數(shù)，以達到相應的數(shù)據(jù)率。其中，4 800 b/s和2 400 b/s數(shù)據(jù)率時編碼輸出為4 800 b/s;1 200 b/s數(shù)據(jù)率時編碼輸出為2 400 b/s;600 b/s,300 b/s,150 b/s數(shù)據(jù)率時編碼輸出為1 200 b/s;75 b/s數(shù)據(jù)率時編碼輸出為150 b/s。

編碼輸出數(shù)據(jù)進入交織矩陣，有兩種交織方式長交織和短交織，其對應的時間常數(shù)分別為4.8 s和0.6 s或0 s;短交織一般是0.6 s。數(shù)據(jù)交織的存與取,以交織長度為單位處理，交織矩陣的規(guī)模與用戶數(shù)據(jù)率有關。同時，在等待交織長度數(shù)據(jù)過程中，系統(tǒng)發(fā)送同步數(shù)據(jù)序列，

供系統(tǒng)同步用。因此，系統(tǒng)同步的時間長度與交織長度一致。無交織即對發(fā)送數(shù)據(jù)流不進行交織處理，如用戶數(shù)據(jù)流為4 800 b/s時，不進行交織處理。關于交織存儲的具體實現(xiàn)算法，各種文獻可能有所差別，這里不做詳細討論，但其基本思想均是將發(fā)送相近的比特流分裂成發(fā)送距離遠的比特流。

1.2 修正格雷編碼

修正格雷編碼是為了當碼符號出現(xiàn)差錯時，只有1個bit數(shù)據(jù)傳輸出錯［3］。在短波調(diào)制解調(diào)器中，均采用8PSK的調(diào)制方式，為了將不同的用戶速率，均映射到2 400 Baud的信道速率，將4 800 b/s和2 400 b/s數(shù)據(jù)流每3個bit為一組，進行一次格雷編碼；將1 200 b/s和75 b/s數(shù)據(jù)流，每2個bit為一組，進行一次格雷編碼，對應調(diào)制為4PSK；600 b/s,300 b/s，150 b/s數(shù)據(jù)流，不進行格雷編碼，對應調(diào)制為BPSK。

1.3 發(fā)送數(shù)據(jù)流的形成

在調(diào)制解調(diào)器中，物理層發(fā)送的數(shù)據(jù)流包括同步信息數(shù)據(jù)流、用戶數(shù)據(jù)流和信道探測數(shù)據(jù)流，三者根據(jù)不同的時隙分配，選擇性發(fā)送。當用戶啟動數(shù)據(jù)發(fā)送時，根據(jù)用戶選擇的交織形式發(fā)送同步信息，同步信息的長度與交織深度一致。當同步系信息發(fā)送完畢后，數(shù)據(jù)流從交織矩陣中輸出，開始進入信息發(fā)送流程。在信息發(fā)送過程中由于需要加入信道探測信息，因此需要交替發(fā)送用戶信息和信道探測信息。

1.3.1 同步序列的發(fā)送

每次啟動數(shù)據(jù)發(fā)送時，均需要先發(fā)送同步數(shù)據(jù)。同步數(shù)據(jù)以段為單位，每段數(shù)據(jù)長度為200 ms，根據(jù)系統(tǒng)的交織深度，調(diào)整同步數(shù)據(jù)段的發(fā)送次數(shù)。同步數(shù)據(jù)段包括15個8進制數(shù)據(jù)，其內(nèi)容包括同步識別信息、交織信息和同步發(fā)送次數(shù)計數(shù)。

信道探測與用戶數(shù)據(jù)發(fā)送的比例與用戶數(shù)據(jù)率有關。在用戶數(shù)據(jù)率為4 800 b/s和2 400 b/s 時，每16個信道探測符號后，發(fā)送32個用戶數(shù)據(jù)符號，探測符號與用戶數(shù)據(jù)符號的比例為1∶2；當用戶數(shù)據(jù)分別為1 200b/s,600b/s,300b/s,150b/s時，在每20個信道探測符號后，發(fā)送20個用戶數(shù)據(jù)符號，探測符號與用戶數(shù)據(jù)符號的比例為1∶1。

可見，用戶數(shù)據(jù)率越低，用戶信道探測的數(shù)據(jù)越長，通信也將越可靠。當用戶數(shù)據(jù)為75 b/s時，將不發(fā)送信道探測序列，而采取其他的技術手段，以確保通信的可靠性。

1.3.2 用戶數(shù)據(jù)的發(fā)送

對不同的波特率，由于插入的信道探測數(shù)據(jù)符號長度不等，用戶數(shù)據(jù)經(jīng)過修正格雷編碼后，還要經(jīng)過數(shù)據(jù)成形，以確保信道波特率為2 400 Baud。當用戶數(shù)據(jù)率分別為4 800 b/s,2 400 b/s時，數(shù)據(jù)流不變化。其他用戶數(shù)據(jù)率的映射方式可參見表1，實際上，其較低數(shù)據(jù)率對應較低的調(diào)制階數(shù)。

當用戶數(shù)據(jù)率為75 b/s時，采用發(fā)送正交波形模式，每2個比特數(shù)據(jù)映射成8位8進制數(shù)據(jù)，并重復4次。

1.3.3 數(shù)據(jù)與同步信息加擾

當發(fā)送數(shù)據(jù)流形成后，為了增加其抗白噪聲干擾的能力，對發(fā)送數(shù)據(jù)流加擾。針對用戶數(shù)據(jù)和信道探測數(shù)據(jù)的加擾，一般采用3抽頭的12位移位寄存器，選取特定的三抽頭輸出，生成8進制的偽隨機序列，與發(fā)送端數(shù)據(jù)進行模8和運算，生成加擾數(shù)據(jù)。每進行一次加擾運算，移位寄存器移位運算8次，再輸出新的偽隨機數(shù)據(jù)展開計算。每160個加擾數(shù)據(jù)后，移位寄存器復位至初始狀態(tài)。

數(shù)據(jù)加擾后，采用1 800 Hz的載頻，進行8PSK基帶調(diào)制及脈沖成形，生成基帶信號［4］。在射頻發(fā)射時，還要進行二次調(diào)制，將基帶信號調(diào)制到射頻段。關于信號基帶調(diào)制及脈沖成形等，相關參考文獻很多，在此不再討論。

2 關鍵技術探討

在短波數(shù)據(jù)調(diào)制解調(diào)器設計中，對不同的用戶數(shù)據(jù)率，信道符號速率均為2 400 Baud。發(fā)送同步序列與75 b/s的用戶數(shù)據(jù)時，數(shù)據(jù)波形采用正交形式，以提高接收端的可靠性；75～600 b/s時，實際采用的是BPSK;1 200 b/s時，采用QPSK;而2 400～4 800 b/s時，采用的是8PSK方式。顯然，波特率越高，調(diào)制階數(shù)越高，信道符號相似程度也越大，在經(jīng)過信道及噪聲干擾的情況下，增大接收端的解調(diào)難度。

發(fā)送端數(shù)據(jù)流設計得是否合理，直接影響到接收端接收相應的系統(tǒng)同步、信道均衡、解調(diào)算法的效果，發(fā)送端數(shù)據(jù)流的設計，對短波調(diào)制解調(diào)器至關重要。針對目前短波調(diào)制解調(diào)器的基帶數(shù)據(jù)流形成方式和信道均衡方式，進行以下幾方面的改進和研究。

2.1 降低信道碼元速率方案研究

由于短波信道屬于時變色散信道，信道環(huán)境參數(shù)隨時間變化比較大，其直接影響是導致用戶通信頻率隨時間、地點而變化。在用戶數(shù)據(jù)率較低時，系統(tǒng)采用重復編碼的方式，降低編碼效率和調(diào)制階數(shù)，從而達到保持信道符號速率不變的目的。降低調(diào)制階數(shù)方案可取，但可否不進行重復編碼，而是通過降低信道符號速率來提高數(shù)據(jù)解調(diào)的可靠性，對此值得研究；同樣，在同步數(shù)據(jù)和用戶數(shù)據(jù)為75 b/s時，每個信道符號映射至32個調(diào)制符號，實際上這32個調(diào)制符號是某8個8進制數(shù)據(jù)的4次重復，那么，可否降低數(shù)據(jù)的重復次數(shù)，降低信道波特率來提高數(shù)據(jù)解調(diào)的可靠性，對此也值得考慮。

2.2 高階調(diào)制技術研究

目前，短波數(shù)據(jù)通信的數(shù)據(jù)率均很低，采用多音并行技術的調(diào)制解調(diào)器，最高的數(shù)據(jù)率能達到9 600 b/s，但信噪比要求達40 dB左右，難以工程實現(xiàn)［5］。在單音串行體制的短波調(diào)制解調(diào)器中，其數(shù)據(jù)率一般限制在4 800 b/s。在信道碼元速率不變的情況下，可研究引入高階調(diào)制，接收端配以相應的解調(diào)算法，以提高通信數(shù)據(jù)率。

2.3 短波信道盲均衡技術研究

為了使接收端能夠及時跟蹤短波信道的變化，現(xiàn)行的短波調(diào)制解調(diào)器一般采用判決反饋自適應均衡方式，在發(fā)送端周期性地插入已知的訓練序列配合下，以探測短波信道參數(shù)，完成信道的自適應均衡。美軍標MIL-STD-188-110B中，對較低速短波Modem規(guī)定數(shù)據(jù)傳輸時插入比例分兩種情況：對4 800 b/s,2 400 b/s訓練序列和數(shù)據(jù)的插入比為0.5；對1 200 b/s及以下速率插入比為1，這種傳輸方式極大地浪費了信道資源。

可考慮減少或消除信道探測序列，解調(diào)端采用全盲或半盲的信道均衡方式［6,7］，從而大幅度提高系統(tǒng)的數(shù)據(jù)率。目前，全盲均衡算法主要分為基于平穩(wěn)信號的盲均衡(包括基于Bussgang性質(zhì)的盲均衡算法和基于高階譜理論的盲均衡算法)、基于循環(huán)平穩(wěn)信號的盲均衡和基于神經(jīng)網(wǎng)絡理論的盲均衡算法等［8］。

其中，基于Bussgang性質(zhì)的盲均衡算法中最具代表性的是恒模算法(Constant Modulus Algorithm，CMA)［9-11］，該算法韌性好，代價函數(shù)僅與接收信號的幅值有關，而與相位無關，算法實現(xiàn)簡單，但受無線信道時變特性造成的相位模糊影響，收斂速度慢。法國雷恩大學的研究小組基于多天線技術，應用CMA算法實現(xiàn)了時空域的盲均衡，在建立的9 kHz帶寬780 km短波信道試驗鏈路上實現(xiàn)了30 Kb/s速率的數(shù)據(jù)傳輸，傳輸了著名的LENA圖像［12］。CMA應用在短波信道上的主要問題是收斂速度和穩(wěn)態(tài)誤差的問題，然而固定步長盲均衡器中收斂速度和穩(wěn)態(tài)誤差是兩個相互制約的因素，這兩個性能指標之一的提高必須以犧牲另一個為代價，如何克服這一矛盾已成為亟待解決的問題［13-15］。信道盲均衡是無線信道目前最富有挑戰(zhàn)性和應用前景的信號處理研究方向。

3 結 語

基于目前窄帶短波串行調(diào)制解調(diào)器的技術實現(xiàn)方案，在分析其發(fā)送端數(shù)據(jù)流形成的基礎上，指出了系統(tǒng)設計中存在的疑問和值得研究的方向，并基于信道盲均衡技術的發(fā)展現(xiàn)狀，分析并論述了CMA算法在短波信道盲均衡中的應用前景和遇到的技術障礙。

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