何招旺　陳　輝

摘 要：IEEE802.16d是一種可以提供高達(dá)70 Mb/s的峰值傳輸速率來(lái)支持不同Qosl類型的綜合數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)部署的固定寬帶無(wú)線接入系統(tǒng)。首先介紹了基于IEEE802.16d的Wireless MAN-OFDM中的幀結(jié)構(gòu)形式，在分析了OFDM信道估計(jì)技術(shù)和插值算法后仿真了協(xié)議中的導(dǎo)頻和前導(dǎo)在SUI信道模型下的估計(jì)性能。仿真了不同的估計(jì)算法和插值對(duì)系統(tǒng)的性能影響，從仿真結(jié)果可以看出前導(dǎo)的估計(jì)效果要優(yōu)于導(dǎo)頻，給出了系統(tǒng)導(dǎo)頻估計(jì)的適用條件。

關(guān)鍵詞：IEEE802.16d;OFDM;信道估計(jì);插值

中圖分類號(hào)：TN911文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A

文章編號(hào)：1004-373X(2009)03-022-03

Research and Simulation of Channel Estimation Based on IEEE802.16d

HE Zhaowang,CHEN Hui

(School of Information and Communication Engineering,Gulin University of Electronic Technology,Guilin,541004,China)

Abstract：IEEE802.16d is a type of fixed broadband wireless access system that can offer transmission data rate as high as 70 Mb/s to meet the different Qosl serve.At first,it introduces the type of Wireless MAN-OFDM frame format on the basis of IEEE802.16d,by analyzing the channel estimation and interploation algorithm in OFDM system,then the performance of pilot and preamble estimation are simulated in SUI channel model.The system performance is influenced by the different algorithm and interpolation,which are also simulated.From the simulation result,the performance of preamble estimation is better than that of pilot,and the suitable condition of pilot estimation is given.

Keywords：IEEE802.16d;OFDM;channel estimation;interpolation

0 引 言

進(jìn)入21世紀(jì)以來(lái)，隨著互聯(lián)網(wǎng)的迅猛發(fā)展和各種實(shí)時(shí)多媒體業(yè)務(wù)需求的增加，寬帶無(wú)線技術(shù)將呈現(xiàn)巨大的發(fā)展?jié)摿?。而IEEE802.16d標(biāo)準(zhǔn)作為一種面向無(wú)線城域網(wǎng)(WMAN)固定寬帶無(wú)線接入方案，以其優(yōu)異的性能和廣闊的前景而倍受關(guān)注。IEEE802.16于2004年出版了IEEE802.16d的固定寬帶無(wú)線接入系統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)。該標(biāo)準(zhǔn)的物理層定義了4種傳輸模式，分別是10~66 GHz頻率范圍內(nèi)的Wireless MAN-SC,以及應(yīng)用于2~11 GHz下的三種非視距(NOLS)模式：Wireless MAN-Sca,Wireless MAN-OFDM,Wireless MAN-OFDMA。本文只討論分析Wireless MAN-OFDM。由于無(wú)線信道不像有線信道那樣固定并可預(yù)見(jiàn)，無(wú)線OFDM通信系統(tǒng)受無(wú)線信道的陰影衰落和頻率選擇性衰落影響比較嚴(yán)重，因此必須努力降低無(wú)線信道的影響，這就對(duì)無(wú)線OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)技術(shù)提出了很大的挑戰(zhàn)，信道估計(jì)的好壞將直接影響到整個(gè)系統(tǒng)的性能優(yōu)劣。本文在基于IEEE802.16d下分別以前導(dǎo)以及導(dǎo)頻作為訓(xùn)練符號(hào)在SUI信道模型下進(jìn)行了估計(jì)性能的仿真，并對(duì)仿真結(jié)果進(jìn)行了分析研究。

1 Wireless MAN-OFDM中的幀結(jié)構(gòu)

由于OFDM調(diào)制可以有效地抵抗無(wú)線信道的多徑衰落，因此它被用于低于11 GHz的NLOS應(yīng)用的Wireless MAN-OFDM和Wireless-OFDMA的物理層技術(shù)。OFDM物理層支持基于幀的傳輸，圖1給出了其下行鏈路的幀結(jié)構(gòu)示意圖。

圖1 IEEE802.16d下行鏈路幀結(jié)構(gòu)示意圖

從圖1可知，一個(gè)下行鏈路物理層的通信數(shù)據(jù)單元(PDU)分別由前導(dǎo)碼，幀控制頭(FCH)以及突發(fā)OFDM數(shù)據(jù)構(gòu)成。前導(dǎo)碼(preamble)主要用來(lái)做各種估計(jì)，它由兩個(gè)連續(xù)的特殊OFDM符號(hào)組成，第一個(gè)OFDM符號(hào)僅使用序號(hào)是4的倍數(shù)的子載波，它的時(shí)域波形包括四個(gè)重復(fù)的64樣值，前面是CP。第二個(gè)OFDM符號(hào)僅使用偶數(shù)子載波，它的時(shí)域波形包括兩個(gè)重復(fù)的128樣值，前面是CP。其時(shí)域結(jié)構(gòu)圖如圖2所示。

圖2 下行鏈路和網(wǎng)絡(luò)接入的前導(dǎo)結(jié)構(gòu)

在頻域中，第一個(gè)OFDM符號(hào)頻域數(shù)據(jù)由全頻帶preamble的4倍數(shù)子載波數(shù)據(jù)得出，4次64序列的頻域定義為：

P4×64(k)=2?2?conj,

kmod 4=0

0,kmod 4≠0

第二個(gè)OFDM符號(hào)2次128序列的定義為:

PEVEN(k)=2 ? PALL(k),

kmod 2=0

0,kmod 2≠0

其中全帶寬前導(dǎo)的頻域序列由協(xié)議中給出。在突發(fā)OFDM數(shù)據(jù)中，每個(gè)OFDM符號(hào)數(shù)據(jù)的IFFT點(diǎn)數(shù)為256點(diǎn)，即有256個(gè)子載波，分為三種類型的子載波，分別是：數(shù)據(jù)子載波用于傳輸數(shù)據(jù)。導(dǎo)頻子載波(pilot)，每隔25個(gè)數(shù)據(jù)子載波有一個(gè)導(dǎo)頻子載波，共8個(gè)，主要用于各種估計(jì)。空子載波，即直流子載波和保護(hù)頻帶，該類子載波不傳輸任何數(shù)據(jù)。OFDM符號(hào)的頻域結(jié)構(gòu)如圖3所示。

圖3 OFDM符號(hào)的頻域結(jié)構(gòu)圖

2 IEEE802.16d下的信道估計(jì)算法

信道估計(jì)就是估計(jì)從發(fā)送天線到接收天線之間的無(wú)線信道的頻率響應(yīng)。根據(jù)接收的經(jīng)信道響應(yīng)產(chǎn)生了幅度和相位畸變并添加了白高斯噪聲的接收序列來(lái)準(zhǔn)確辨識(shí)出信道的時(shí)域或頻域傳輸特性。OFDM系統(tǒng)中常用的信道估計(jì)算法有基于導(dǎo)頻符號(hào)和插值技術(shù)以及基于判決反饋和盲信道估計(jì)三種類型。該文分析基于IEEE802.16d系統(tǒng)下的導(dǎo)頻符號(hào)信道估計(jì)。該類算法的原理是利用接收機(jī)已知的信息來(lái)進(jìn)行信道估計(jì)。導(dǎo)頻的插入方式有兩類:分別為塊狀導(dǎo)頻(block-type)以及梳妝導(dǎo)頻(comb-type)。不難發(fā)現(xiàn)在IEEE802.16d中不管是每個(gè)數(shù)據(jù)OFDM符號(hào)中的導(dǎo)頻還是一幀前的前導(dǎo)碼都是按梳妝形式插入導(dǎo)頻的。常用的信道估計(jì)算法有基于最小方差準(zhǔn)則的LS算法以及基于最小均方誤差準(zhǔn)則的LMMSE算法。

2.1 LS算法

若假設(shè)H為信道的頻域響應(yīng)向量，X和Y分別為發(fā)送和接收信號(hào)向量的頻域表示，n為高斯白噪聲，則有Y=XH+n。LS算法就是使式(1)平方誤差最小:

HLS=argminY-XHLS)H(Y-XHLS)〗

(1)

由此式可得:

HLS=X-1Y=Y(0)X(0)Y(1)X(1)…Y(N-1)X(N-1)T=

X-1(XH+n)=H+n′

從上式可看出LS算法受噪聲影響比較大。

2.2 LMMSE算法

LMMSE算法就是使式HLMMSE=argminEHLMMSE－H)(HLMMSE－H)H〗的均方誤差最小。LMMSE算法可以在LS算法的基礎(chǔ)上得到:

HLMMSE=RHH(RHH + σ2n(XXH)-1)-1HLS

(2)

在式(2)中， RHH=EHHH〗為信道沖激響應(yīng)的自相關(guān)矩陣，可以根據(jù)信道的統(tǒng)計(jì)特性得到。σ2n為加性高斯噪聲的方差。

2.3 插值算法

在IEEE802.16d下，不管是基于導(dǎo)頻符號(hào)的還是基于前導(dǎo)碼的信道估計(jì)，LS和LMMSE算法一樣，都存在信道估計(jì)的內(nèi)插問(wèn)題，即非導(dǎo)頻點(diǎn)的信道響應(yīng)值只有通過(guò)導(dǎo)頻點(diǎn)的信道響應(yīng)值內(nèi)插得到，本文主要應(yīng)用和比較了簡(jiǎn)單的線性插值和二維線性插值的性能。

2.3.1 線性插值

線性插值是插值算法中最簡(jiǎn)單的一種算法。非導(dǎo)頻點(diǎn)上的信道響應(yīng)值可由下式:

N(k)=N(mL+l)=

(1－lL)N(mL)+lLN(mL+L)

得到，其中mL≤k

2.3.2 二維線性插值

和線性插值相比較，二維線性插值(Gauss插值)是用二次多項(xiàng)式來(lái)擬合信道曲線。二維插值的表達(dá)式為：

N(k)=N(mL+l)=

C1N(mL－L)+C0N(mL)+

C－1N(mL+L)

其中:C0=－(α－1)(α+1)；C1=α(α－1)/2；C－1=α(α+1)/2；α=l/N。二維插值減少了插值誤差，可以獲得比較好的性能。

3 仿真參數(shù)的設(shè)置及結(jié)果分析

這里的仿真平臺(tái)是基于IEEE802.16d系統(tǒng)的下行鏈路端，OFDM符號(hào)參數(shù)及系統(tǒng)信道帶寬分別如表1所示。

表1 IEEE802.16d下OFDM仿真參數(shù)

信道帶寬 /BW采樣因子(n)采樣頻率FsFFT的點(diǎn)數(shù)有用子載波數(shù)

3.5 M8/74 M256200

子載波間隔實(shí)用符號(hào)周期循環(huán)前綴循環(huán)前綴周期系統(tǒng)采樣周期

15.625 k64 μs1/48 μs0.25 μs

取仿真幀長(zhǎng)為5 ms，一幀中包含69個(gè)OFDM符號(hào)。系統(tǒng)采用16QAM調(diào)制,沒(méi)有考慮協(xié)議中的RS-CC編碼和交織。整個(gè)系統(tǒng)的搭建和信道估計(jì)算法的仿真均是通過(guò)Matlab中的M文件來(lái)實(shí)現(xiàn)的。仿真結(jié)果均以系統(tǒng)的誤碼率(BER)作為評(píng)價(jià)其性能標(biāo)準(zhǔn)。 所得的仿真結(jié)果分別如圖4~圖7所示。

圖4 SUI3導(dǎo)頻估計(jì)下的兩種插值性能

圖5 SUI3前導(dǎo)估計(jì)下的兩種算法性能

圖6 SUI3下導(dǎo)頻和前導(dǎo)的估計(jì)性能

從圖4很容易可以看出Gauss插值要優(yōu)于線性插值，所以后面的仿真都采用了Gauss插值以提高系統(tǒng)性能。圖5為前導(dǎo)估計(jì)下的LS 以及LMMSE在SUI3信道下的性能仿真圖，從圖上可以看出LMMSE算法性能要優(yōu)于LS，與LS算法相比其性能要提高3 dB左右，這反映了LS算法易受噪聲的影響，但同時(shí)LMMSE的運(yùn)算復(fù)雜度要比LS大。圖6為導(dǎo)頻(pilot)和前導(dǎo)(preamble)在SUI3下的LS估計(jì)性能，從該圖能清晰地看出前導(dǎo)估計(jì)性能要導(dǎo)頻估計(jì)，當(dāng)信噪比低于15 dB時(shí)，兩者的性能差距還不大，但這種差距隨著信噪比的提高就越發(fā)明顯了。這主要是由于SUI3為慢衰落信道，不用導(dǎo)頻來(lái)進(jìn)行信道跟蹤，且又由于前導(dǎo)中的導(dǎo)頻點(diǎn)要遠(yuǎn)大于OFDM符號(hào)中的導(dǎo)頻點(diǎn)，自然前導(dǎo)估計(jì)性能就優(yōu)于導(dǎo)頻了。當(dāng)信道為SUI4時(shí)，從圖7看出，二者之間的性能差異就更大了，甚至于此時(shí)導(dǎo)頻估計(jì)完全不可用，遠(yuǎn)沒(méi)達(dá)到IEEE802.16d所規(guī)定的性能要求，所以此時(shí)系統(tǒng)只能采用前導(dǎo)估計(jì)。分析原因發(fā)現(xiàn)，在SUI4信道下最大多徑時(shí)延為4 μs，則此時(shí)系統(tǒng)的相干帶寬B=0.25 MHz,而此時(shí)OFDM符號(hào)中的導(dǎo)頻間隔為0.375 MHz,可見(jiàn)導(dǎo)頻之間的間隔要大于系統(tǒng)的相干帶寬，導(dǎo)致了導(dǎo)頻估計(jì)性能的惡化。進(jìn)一步也可得出系統(tǒng)導(dǎo)頻估計(jì)的適用條件是要必須保證系統(tǒng)導(dǎo)頻間隔不大于系統(tǒng)帶寬，否則導(dǎo)頻估計(jì)不可取。

圖7 SUI4下導(dǎo)頻和前導(dǎo)的估計(jì)能

4 結(jié) 語(yǔ)

IEEE802.16d固定無(wú)線寬帶接入系統(tǒng)在傳輸速度，建網(wǎng)距離以及成本投入方面都有很大的優(yōu)勢(shì)，是目前發(fā)展和主推關(guān)于無(wú)線接入的理想解決方案。當(dāng)然作為一種新技術(shù)，其必然還有很多難點(diǎn)需要解決優(yōu)化，信道估計(jì)技術(shù)就是其中重要方面之一。該文仿真了在SUI信道模型下基于該系統(tǒng)的信道估計(jì)性能。仿真結(jié)果表明前導(dǎo)估計(jì)性能要優(yōu)于導(dǎo)頻，在SUI4時(shí)只能考慮前導(dǎo)估計(jì)，也從理論上分析了性能差別原因所在，給出了導(dǎo)頻估計(jì)的適用條件，其中的一些結(jié)論和仿真結(jié)果對(duì)進(jìn)一步研究IEEE802.16d系統(tǒng)有較大的參考意義。

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注：本文中所涉及到的圖表、注解、公式等內(nèi)容請(qǐng)以PDF格式閱讀原文。