王　建　曾興斌　張國軍　劉太君

摘 要：主要闡述了正交ADC變換的架構(gòu)原理及其實(shí)現(xiàn)方法，具體包括總體結(jié)構(gòu)、設(shè)計(jì)方法、LO泄漏抑制等，同時(shí)進(jìn)行了低通濾波器的設(shè)計(jì)，提出了基于控制IBIAS和優(yōu)化RLC濾波電路來實(shí)現(xiàn)抑制本振泄漏的方法，通過網(wǎng)絡(luò)分析儀的實(shí)際測試和軟件的仿真結(jié)果可以看出其完全能夠滿足無線系統(tǒng)的要求。此架構(gòu)對于研究超寬帶數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)有很好的借鑒作用。

關(guān)鍵詞：高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器；正交解調(diào)；本振泄漏抑制；RLC濾波電路

中圖分類號：TN911.72文獻(xiàn)標(biāo)識碼：B

文章編號：1004-373X(2009)03-001-03

Simulation and Realization of Wideband Orthogonal Transformation Structure

WANG Jian ZENG Xingbin ZHANG Guojun LIU Taijun

(1.Institute of Communication Technology,Ningbo University,Ningbo,315211,China;

2.Multimedia Communication Research Centre,Ministry of Education,Ningbo University,Ningbo,315211,China;

3.Ningbo Key Lab of Wireless Communication & Digital AV Technology,Ningbo,315211,China)

Abstract：This paper presents the principle and realization of orthogonal ADC transformation,including architecture,design method,a LPF is also realized.By controlling IBIAS and optimizing RLC filter circuit,the LO leakage can be effectively suppressed.Software simulation and practical test below show that the system works well.This structure can be used in ultra wide band data acquisition system.

Keywords：high speed A/D converter;orthogonal demodulation;LO leakage suppression;RLC fifter circuit

當(dāng)今主流的下變頻接收方式主要是中頻接收技術(shù)，具體為［1］：將射頻信號首先轉(zhuǎn)化為中頻信號，然后再轉(zhuǎn)化為基帶信號進(jìn)行處理。對射頻信號直接進(jìn)行采樣在技術(shù)上還很難實(shí)現(xiàn)，而且成本上也不合算。在當(dāng)前變換的研究中，大部分應(yīng)用都是先將射頻信號變換到中頻，再對模擬信號進(jìn)行數(shù)字化，然后采用數(shù)字下變頻技術(shù)和多速率信號處理技術(shù)對信號進(jìn)行后續(xù)處理。

1 正交架構(gòu)理論分析［2,3］

正交ADC架構(gòu)框圖如圖1所示。

首先，射頻輸入信號為實(shí)數(shù)，表示如下：

s(t)=Asin(1)

I,Q信道信號經(jīng)變換產(chǎn)生兩個(gè)輸出，兩者相差為90°，然后經(jīng)過下變頻后處理。設(shè)下變頻本振頻率為fo，有:

I(t)=Acos［2π(fi-fo)t］

Q(t)=Asin［2π(fi-fo)t］(2)

二者組合成復(fù)數(shù)形式的輸出信號為：

I(t)+jQ(t)=Acos 2π(fi-fo)t+jAsin 2π(fi-fo)t

=Aej2π(fi-fo)t(3)

圖1 正交ADC架構(gòu)框圖

如果對兩路輸出都進(jìn)行數(shù)字化，則輸入帶寬可以翻一倍，這一點(diǎn)可以從時(shí)域或頻域進(jìn)行解釋：在時(shí)域中，如果采樣頻率為fs，則當(dāng)達(dá)到最高輸入頻率時(shí)，必須能在一個(gè)周期內(nèi)獲得兩個(gè)采樣樣本，以滿足奈奎斯特采樣速率，那么，最高輸入頻率則為fs/2，如果還有一個(gè)Q信道，則將采集到多于兩個(gè)樣本，所以最高輸入頻率可以擴(kuò)展到fs。從頻域來說，如果輸入為實(shí)數(shù)，則輸出具有正頻率分量和負(fù)頻率分量，則非模糊的最高頻率為fs/2［4］；對于復(fù)數(shù)來說，因?yàn)闆]有負(fù)頻率分量，所以最高輸入頻率可以擴(kuò)展到fs。但是當(dāng)變頻器覆蓋一個(gè)較寬的帶寬時(shí)，I信道與Q信道可能出現(xiàn)不平衡性，兩個(gè)信道的輸出可能具有不同的幅度，其相對相位也可能正好相差90°，這種不平衡性可能會導(dǎo)致信道產(chǎn)生一個(gè)鏡像信號，其理論分析如下：其中s(t)為實(shí)信號：

si(t)=cos(2πfift)+jasin(2πfift+ε)=

12［ej2πfift(1+aejε)］+12［e-j2πfift(1-aejε)］(4)

其中：a為幅度不平衡度；ε為相位不平衡度。其信號和鏡像的幅度分別為1+aejε和1-aejε，且：

A2d=1+a2+2acos(ε)

A2i=1+a2-2acos(ε)(5)

其中：Ad為期望信號的幅度；Ai為鏡像信號的幅度。鏡像幅度和期望信號幅度的關(guān)系可以寫成：

10lgAiAd2=10lg1+a2-2acos(ε)1+a2+2acos(ε)(6)

由圖2［3］知，當(dāng)相位不平衡度小于2°時(shí)，若幅度平衡度小于0.15 dB，鏡像幅度將比期望信號小35 dB；如果幅度不平衡度為1.5 dB，相位不平衡低于20°時(shí)，鏡像將比期望信號幅度小15 dB。

圖2 幅度與相位不平衡度的關(guān)系

本設(shè)計(jì)中選用SRQ-2116正交混頻解調(diào)器，采用Agilent VNA E5071C網(wǎng)絡(luò)分析儀測試相位不平衡度。圖3給出用SRQ-2116評估板測試的結(jié)果。由圖3可見，在1 943~1 964 MHz范圍內(nèi)相位不平衡度遠(yuǎn)小于2°。

圖3 相位平衡度數(shù)據(jù)

RF為-25 dBm@1 943 MHz,LO為0 dBm@ 1 964 MHz時(shí)，Q端的差分輸出幅度測量結(jié)果見圖4，此時(shí)的幅度平衡度為:

-35.05-(-35.08)dB=0.03 dB0.15 dB(7)

在這種情況下對鏡像的抑制可達(dá)35 dB。

圖4 測量結(jié)果

2 本振泄漏的抑制

LO泄漏調(diào)零的HyperLynx原理電路見圖5。R28和R31阻值為8 kΩ，為使基帶信號的正交耦合最小，可以增大旁路電容C24和C30。連接S6的1，2將電壓源連到IBIAS［5］，將IBIAS電壓從零開始往上調(diào)整，同時(shí)觀察LO泄漏是增大還是減少。如果減少，說明IBIAS偏置的極性是對的；如果增大，則負(fù)向調(diào)整IBIAS偏置，或?qū)6連接改為2，3。用同樣的方式調(diào)整QBIAS，優(yōu)化IBIAS，QBIAS，使LO的泄漏趨近于零。

圖5 LO泄漏調(diào)零原理圖

通過在I/Q端口引入直流偏置的方法可以對RF端口的LO泄漏進(jìn)行調(diào)零，使其泄漏電平低于-80 dBm。但會引起I/Q端IF接口的阻抗不匹配而使性能變差，因此必須使I/Q端口和ADC驅(qū)動(dòng)電路相匹配。如果不匹配，LO的二次諧波會泄漏到解調(diào)器的I/Q輸出端口，這種泄漏將抵消LO調(diào)零的效果，而且LO信號在I/Q中頻IF端口反射產(chǎn)生的殘余直流成分會影響調(diào)零狀態(tài)。

中頻濾波器的仿真［6］見圖6。通過中頻低通濾波器［7，8］可以去掉信號中不必要的高頻成分，降低采樣頻率，避免頻率混淆，去掉高頻干擾。本設(shè)計(jì)采用了ADS仿真軟件［9］進(jìn)行了濾波器的設(shè)計(jì)及仿真。為了更好地觀察更高頻率的結(jié)果，特地增加了仿真的頻率范圍。通過仿真結(jié)果可以看到，在射頻范圍內(nèi)濾波器能夠比較好地滿足實(shí)際的要求。

圖6 中頻濾波器的仿真

RLC濾波電路［10］見圖7。選擇50 Ω的阻值并根據(jù)轉(zhuǎn)角頻率1/(2RC)選擇合適的電容C，這樣可以充分濾除fLO和2fLO雜波，而且不會影響基帶最高頻率處的頻響特性平坦度；對于I+/I-和Q+/Q-端的共模fLO和2fLO信號，RC網(wǎng)絡(luò)相當(dāng)于一個(gè)25 Ω的端接電阻。RC網(wǎng)絡(luò)為fLO和2fLO泄漏提供了吸收路徑；電感則提供了高阻路徑來抑制反向輻射。通過測量可知，對fLO和2fLO泄漏的抑制分別可達(dá)8 dB和14.5 dB。

3 結(jié) 語

對寬帶正交架構(gòu)在模擬域內(nèi)的設(shè)計(jì)及實(shí)現(xiàn)的一些關(guān)鍵技術(shù)以及在實(shí)際設(shè)計(jì)中會遇到的一些技術(shù)難點(diǎn)進(jìn)行了研究論證，并且創(chuàng)造性地提出了相應(yīng)的解決方法。通過仿真和使用網(wǎng)絡(luò)分析儀進(jìn)行實(shí)際測試可以得出，本文的設(shè)計(jì)方法完全符合系統(tǒng)的要求，并具有一定的借鑒意義。

圖7 RLC濾波電路圖

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作者簡介

王 建 男，1982年出生，山東濰坊人，碩士。研究方向?yàn)闊o線射頻基站。

注：本文中所涉及到的圖表、注解、公式等內(nèi)容請以PDF格式閱讀原文。