周成虎,黃明明,庫(kù)永恒,劉宏偉,張 洋,陳素霞

(1.河南工程學(xué)院 電氣信息工程學(xué)院, 鄭州 451191;2.國(guó)網(wǎng)河南省電力公司駐馬店供電公司, 河南 駐馬店 463000;3.河南工程學(xué)院 計(jì)算機(jī)學(xué)院, 鄭州 451191)

國(guó)內(nèi)外學(xué)者針對(duì)使用LCC補(bǔ)償電路的單相感應(yīng)電能傳輸系統(tǒng)的研究比較多,其輕載同樣比重載的效率低。文獻(xiàn)[5-7]中記載的LCC感應(yīng)電能傳輸系統(tǒng)的輕載效率普遍低于重載效率10%以上。對(duì)于數(shù)千瓦甚至更高功率的電路,不能滿足于效率大于90%的表面現(xiàn)象,需要重點(diǎn)關(guān)注數(shù)百瓦特以上的功率究竟損耗在哪些元器件上。電動(dòng)汽車感應(yīng)無(wú)線充電時(shí)負(fù)載容量大且變化范圍寬[8],如果輕載時(shí)逆變器開關(guān)管硬開關(guān)關(guān)斷,將使開關(guān)管急劇發(fā)熱并可能導(dǎo)致器件損壞。因此,要重點(diǎn)討論在輕載邊界處開關(guān)管通斷是否處于軟開關(guān)狀態(tài)。

采用LCC補(bǔ)償電路的單相感應(yīng)電能傳輸系統(tǒng),通過補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)參數(shù)配置和工作頻率設(shè)置可以實(shí)現(xiàn)恒壓或恒流特性,且易于實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān),可降低開關(guān)損耗[9-12]。國(guó)玉剛等[11]對(duì)LCC-S型無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)進(jìn)行優(yōu)化配置,給出了多種工作模式,采用變頻控制方法提高系統(tǒng)效率,使輕載效率提高到86.1%以上。此外,該文獻(xiàn)闡述了在有些工作模式下補(bǔ)償元件電壓是輸入電壓的數(shù)十倍,因此在傳輸特性優(yōu)化過程中需要關(guān)注補(bǔ)償元件的諧振電壓和諧振電流。吳理豪等[13]和孫淑彬等[14]發(fā)現(xiàn),變頻控制較為復(fù)雜,且頻率變化范圍需滿足相關(guān)標(biāo)準(zhǔn),移相控制可能帶來(lái)硬開關(guān)、直流電壓紋波大等問題。對(duì)于大功率充電電路,在開關(guān)管的過渡過程中出現(xiàn)短暫的硬開關(guān)狀態(tài)會(huì)降低開關(guān)管的使用壽命,嚴(yán)重時(shí)會(huì)導(dǎo)致開關(guān)管損壞。

基于LCC衍生補(bǔ)償電路的單相逆變器結(jié)構(gòu)采用最優(yōu)負(fù)載追蹤的控制方法[15-17],在避免輕載效率過低方面取得了豐碩成果。但當(dāng)這些結(jié)構(gòu)應(yīng)用于大功率和寬負(fù)載范圍的電動(dòng)汽車無(wú)線充電電路時(shí),其輕載效率仍難以達(dá)到理想程度。

上述研究成果表明,采用變頻雖然可以提高LCC補(bǔ)償電路的感應(yīng)電能傳輸系統(tǒng)的輕載效率,但是要實(shí)現(xiàn)暫態(tài)過程、輕載狀態(tài)均始終處于軟開關(guān)狀態(tài)且達(dá)到理想的效率,尚需進(jìn)一步努力。為了進(jìn)一步提高傳輸效率和傳輸功率,在文獻(xiàn)[1-2]的基礎(chǔ)上,本文基于LCC補(bǔ)償?shù)娜喔袘?yīng)電能傳輸系統(tǒng)的變頻定占空比控制策略,歸納得到軟開關(guān)頻帶優(yōu)化與阻抗匹配方法。推導(dǎo)出復(fù)合諧振網(wǎng)絡(luò)阻抗及其諧振頻率、原邊線圈及其補(bǔ)償電路的固有阻抗及其諧振頻率、副邊線圈及其補(bǔ)償電路的固有阻抗及其諧振頻率的計(jì)算式;總結(jié)3種諧振頻率和開關(guān)頻率之間的配合原則,以此優(yōu)化開關(guān)管的軟開關(guān)頻率范圍,依據(jù)該關(guān)系并結(jié)合仿真確定元件參數(shù);使用變頻方法匹配阻抗,在負(fù)載變化時(shí)調(diào)節(jié)傳輸功率并提高效率。電路分析和仿真結(jié)果驗(yàn)證了該電路在開關(guān)頻率范圍內(nèi)和變頻過程中均具有強(qiáng)魯棒性的自然軟開關(guān)切換能力。

1 LCC補(bǔ)償?shù)娜喔袘?yīng)電能傳輸系統(tǒng)與頻率匹配分析

設(shè)計(jì)的LCC補(bǔ)償?shù)娜喔袘?yīng)電能傳輸系統(tǒng)如圖1所示。該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由電感L1、三相方波逆變器、磁耦合機(jī)構(gòu)與LCC補(bǔ)償電路和整流電路構(gòu)成。三相逆變器將直流電轉(zhuǎn)化為高頻交流電,由磁耦合機(jī)構(gòu)與LCC補(bǔ)償電路傳輸?shù)礁边呺娐贰?/p>

1.1 復(fù)合諧振網(wǎng)絡(luò)阻抗的計(jì)算方法

圖1副邊所示的三相倍壓整流電路具有電流源性質(zhì),可等效成3個(gè)獨(dú)立電流源的疊加。在電流is31、is32和is33正半周時(shí)分別流經(jīng)二極管D1、D2、D3,共同流經(jīng)電容C4;負(fù)半周時(shí)分別流經(jīng)二極管D4、D5、D6,共同流經(jīng)電容C5。電流is31、is32、is33的平均值分別用Is31、Is32、Is33表示,則IDC=(Is31+Is32+Is33)/2,當(dāng)開關(guān)管S1～S6的占空比相同時(shí),IDC=3Is31/2。

(1)

因?yàn)槿嚯娐吩x用相同的參數(shù),圖1所示的三相磁耦合機(jī)構(gòu)與補(bǔ)償電路結(jié)構(gòu)完全對(duì)稱,電容Cp31=Cp32=Cp33,Cs31=Cs32=Cs33,C1=C2=C3,可將磁耦合機(jī)構(gòu)以后的電路等效為三相三角形負(fù)載Z31、Z32和Z33,且Z31=Z32=Z33,等效電路如圖2所示。

圖1 LCC補(bǔ)償?shù)娜喔袘?yīng)電能傳輸系統(tǒng)電路圖

圖2 磁耦合機(jī)構(gòu)與補(bǔ)償電路的等效電路

根據(jù)圖2和表達(dá)式(1),得到副邊回路阻抗Zr31(jωT)為:

Zr31(jωT)=

(2)

其中:rs31為電感Ls31的內(nèi)阻,ωT為開關(guān)頻率。根據(jù)圖2和表達(dá)式(2),得到阻抗Z31(jωT)為:

(3)

圖2所示的等效三角形均衡負(fù)載Z31(jωT)、Z32(jωT)和Z33(jωT)分別與C1、C2、C3并聯(lián),得到三角形阻抗ZΔ31(jωT)、ZΔ32(jωT)、ZΔ33(jωT)。其中三角形阻抗ZΔ31(jωT)的表達(dá)式為:

(4)

將其分別轉(zhuǎn)化為星形負(fù)載Z11(jωT)、Z12(jωT)和Z13(jωT),其中:

(5)

圖2所示的三相逆變電路三角形均衡負(fù)載轉(zhuǎn)化為星形負(fù)載后,星形負(fù)載中心點(diǎn)可以看作是輸出的零線,三相逆變器可以等效為3個(gè)獨(dú)立半橋的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。其中,等效的A相半橋電路如圖3所示。

圖3 等效的A相半橋電路

從輸入電壓uao到輸出電壓u11的傳遞函數(shù)為:

(6)

根據(jù)表達(dá)式(1)—(6),可以得到包含原副邊磁耦合機(jī)構(gòu)與補(bǔ)償電路的復(fù)合諧振網(wǎng)絡(luò)阻抗Zin的表達(dá)式為:

(7)

1.2 3種諧振頻率的計(jì)算方法

由于三相逆變器、原邊諧振電路和副邊諧振電路前后級(jí)聯(lián),系統(tǒng)具有3種諧振頻率:復(fù)合諧振網(wǎng)絡(luò)頻率fT、原邊線圈及其補(bǔ)償電路的固有諧振頻率fp和副邊線圈及其補(bǔ)償電路的固有諧振頻率fs。列出3種諧振頻率的計(jì)算方法如下:

1) 求解復(fù)合諧振網(wǎng)絡(luò)阻抗Zin對(duì)應(yīng)的復(fù)合諧振網(wǎng)絡(luò)頻率fT。首先對(duì)阻抗Zin求虛部Im(Zin)可得:

(8)

令虛部Im(Zin)=0 Ω,可推導(dǎo)出復(fù)合諧振網(wǎng)絡(luò)頻率fT的表達(dá)式。因該表達(dá)式過長(zhǎng),此處略去。

2) 求解原邊線圈及其補(bǔ)償電路的固有諧振頻率fp。在不考慮電磁耦合的情況下,可將原邊諧振電路看作是帶通濾波器,原邊固有阻抗Zp為:

(9)

從式(9)推導(dǎo)得到原邊固有阻抗Zp的虛部Im(Zp):

(10)

使用Maple軟件,令I(lǐng)m(Zp)為0,可推導(dǎo)出原邊固有諧振頻率fp的解fp1和fp2:

(11)

3) 求解副邊線圈及其補(bǔ)償電路的固有諧振頻率fs。在不考慮電磁耦合的情況下,可將副邊諧振電路看作低通濾波器,副邊線圈及其補(bǔ)償電路的阻抗Zs的表達(dá)式為:

(12)

令Zs的虛部為0,得到副邊線圈及其補(bǔ)償電路的固有諧振頻率fs的解:

(13)

1.3 軟開關(guān)頻帶優(yōu)化與阻抗匹配方法

因?yàn)楦边呏C振電路被看作是低通濾波器[19],所以應(yīng)滿足條件:

fvmax≤fs≤ 2·fvmin

(14)

其中:fvmin和fvmax分別表示最小和最大開關(guān)頻率。因?yàn)樵呏C振電路可看作是帶通濾波器[19],頻率fp具有2個(gè)正實(shí)根fp1和fp2,設(shè)fp1

fp1≤fvmax≤fs≤ 2·fvimn

(15)

如果將逆變器的開關(guān)管等效為理想開關(guān),當(dāng)fv=fT時(shí),系統(tǒng)可以獲得最大傳輸功率。由于實(shí)際的開關(guān)管存在開通上升時(shí)間和關(guān)斷下降時(shí)間,當(dāng)fv接近fT時(shí),開關(guān)管脫離軟開關(guān)狀態(tài),開關(guān)過程中瞬時(shí)功率達(dá)到數(shù)千瓦特以上。設(shè)定開關(guān)管的開關(guān)頻率fv在80～100 kHz調(diào)節(jié),則fv應(yīng)高于復(fù)合諧振網(wǎng)絡(luò)頻率fT,以使阻抗Zin呈弱感性[20-21]。依據(jù)上述分析,結(jié)合電路仿真[22-24],當(dāng)fT≤ 0.95fv時(shí),開關(guān)管能保持軟開關(guān)狀態(tài)。據(jù)此設(shè)定并留出余量,可得fT與fv滿足關(guān)系式:

fT≤0.92·fvmin

(16)

已知fvmin=80 kHz,依據(jù)關(guān)系式(16)可計(jì)算得:fT≤73.1 kHz。依據(jù)關(guān)系式(14)—(16)設(shè)定副邊固有諧振頻率fs≈1.5·fvmin,選擇的副邊參數(shù)元件如表1所示。將表1的元件參數(shù)代入表達(dá)式(13),計(jì)算出fs=121.7 kHz。由于原邊和副邊諧振電路可看作是濾波器,因此電路的通頻帶介于fp1和fs之間。

要使fT的頻率范圍滿足關(guān)系式(15)、(16)的要求,必須選擇合適的元件參數(shù)。具體做法是先令阻抗Zin的虛部Im(Zin)=0 Ω,得到頻率fT的表達(dá)式。選取元件參數(shù)代入該表達(dá)式,當(dāng)負(fù)載電阻RO從40 Ω增大到1 kΩ時(shí),使復(fù)合諧振網(wǎng)絡(luò)頻率fT的主諧振頻率fT1的頻率范圍從73.1 kHz降低到71 kHz;分別計(jì)算出復(fù)合諧振網(wǎng)絡(luò)頻率fT的次諧振頻率fT2,計(jì)算結(jié)果如表2所示,此處忽略另外4個(gè)復(fù)數(shù)諧振頻率。在電路中起到主要作用的是主諧振頻率fT1,次諧振頻率fT2在2個(gè)濾波器的范圍之外,因此在本文中忽略fT2的影響,將復(fù)合諧振網(wǎng)絡(luò)頻率fT等同于主諧振頻率fT1,即fT=fT1。使用上述方法選擇的原邊元件參數(shù)如表1所示。將表1的參數(shù)代入表達(dá)式(11),計(jì)算出原邊固有諧振頻率fp分別為fp1=71.8 kHz;fp2=183.8 kHz。

表1 副邊元件參數(shù)

表2 不同負(fù)載電阻對(duì)應(yīng)的頻率fT的諧振頻率

將原邊諧振電路看作是帶通濾波器,將副邊諧振電路看作是低通濾波器。復(fù)合諧振網(wǎng)絡(luò)頻率fT既要略低于開關(guān)頻率fv,又要在濾波器的通頻帶之內(nèi),才能獲得較大的傳輸功率。4種頻率的特性示意圖如圖4所示。此外,從上述分析可知,復(fù)合諧振網(wǎng)絡(luò)頻率fT的主諧振頻率主要取決于原邊固有諧振頻率fp1。副邊固有諧振頻率fs主要影響濾波效果。如果開關(guān)頻率fv上下限不能落入頻率fp或頻率fs的通頻帶內(nèi),將直接影響濾波效果。

圖4 4種頻率的特性示意圖

采用Pspice仿真得到頻率fT與負(fù)載功率P(RO)的對(duì)應(yīng)關(guān)系如圖5所示,負(fù)載功率P(RO)采用對(duì)數(shù)坐標(biāo)。從圖5可知,在fv≈85 kHz附近,當(dāng)開關(guān)頻率fv降低,負(fù)載功率P(RO)上升,這是控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)的基本原則和理論依據(jù)。若復(fù)合諧振網(wǎng)絡(luò)頻率fT與開關(guān)頻率fv配合偏差過大,則會(huì)造成傳輸功率過小或脫離軟開關(guān)狀態(tài)等后果。

2 工作模式與軟開關(guān)切換原理分析

在分析工作模式的基礎(chǔ)上,闡述逆變器開關(guān)管工作在自然軟開關(guān)狀態(tài)且具有較強(qiáng)魯棒性的原理。

圖5 頻率fT與負(fù)載功率P(RO)的對(duì)應(yīng)關(guān)系曲線

2.1 基本工作模式分析

三相PWM逆變器的工作模式如圖6所示。圖6(a)為6種基本工作模式ST1～ST6,每種基本工作模式均有2個(gè)上橋臂或2個(gè)下橋臂同時(shí)導(dǎo)通,相位角θ沿順時(shí)針方向變化如圖6(b)所示。

圖6 三相PWM逆變器的工作模式示意圖

將電壓ua、ub、uc用合成矢量表示,基本工作模式ST1～ST6對(duì)應(yīng)6個(gè)空間矢量U1～U6。其中,空間矢量U1、U2的計(jì)算表達(dá)式為:

(17)

(18)

按照上述方法依次可求出空間矢量U1～U6的值。

2.2 強(qiáng)魯棒性的自然軟開關(guān)切換工作原理

以工作模式ST1向工作模式ST2切換為例,分析軟開關(guān)的工作原理。在工作模式ST1,上橋臂開關(guān)管S1導(dǎo)通,下橋臂開關(guān)管S4和S6同時(shí)導(dǎo)通,如圖7(a)所示。此狀態(tài)電源電流i1流過開關(guān)管S1、電容Cp31,然后分兩路,一路經(jīng)阻抗ZΔ31、電容Cp32、開關(guān)管S4回流到電源負(fù)極;另一路經(jīng)阻抗ZΔ33、電容Cp33、開關(guān)管S6回流到電源負(fù)極。兩路并聯(lián)電壓相等,開關(guān)管S4和S6的壓降均接近0 V。此過程中電容Cp31電壓左正右負(fù)、電容Cp32、Cp33的電壓右正左負(fù)。

圖7 工作模式ST1向ST2切換的過程示意圖

工作模式ST1向ST2切換要經(jīng)過兩個(gè)過程:

1) 第一過渡過程如圖7(b)所示。在此過程中開關(guān)管S4截止,S4漏極和源極兩端電壓略有上升即導(dǎo)致兩路電壓不再相等,因此開關(guān)管S4的電流迅速歸零并在零電流狀態(tài)關(guān)斷。電流i1經(jīng)開關(guān)管S1、電容Cp31、阻抗ZΔ33、電容Cp33和開關(guān)管S6構(gòu)成供電回路。

2) 第二過渡過程如圖7(c)所示。在此過程中電容Cp31電壓左正右負(fù)、電容Cp32的電壓右正左負(fù),在開關(guān)管S1、電容Cp31、阻抗ZΔ31、電容Cp32和二極管Ds3構(gòu)成的續(xù)流回路中,二極管Ds3導(dǎo)通續(xù)流,使即將開通的開關(guān)管S3處于零電壓軟開關(guān)開通狀態(tài)。另外,此過程還包括電流i1經(jīng)開關(guān)管S1、電容Cp31、阻抗ZΔ33、電容Cp33和開關(guān)管S6構(gòu)成的供電回路。因?yàn)殡娙軨p31在續(xù)流回路中處于放電狀態(tài),在供電回路中處于充電狀態(tài),所以二極管Ds3導(dǎo)通續(xù)流時(shí)間長(zhǎng)。只要二極管Ds3導(dǎo)通續(xù)流,則開關(guān)管S3的開通電壓始終保持在0 V,因此開關(guān)管S3在軟開關(guān)狀態(tài)下閉合具有強(qiáng)魯棒性。為進(jìn)一步分析實(shí)現(xiàn)自然軟開關(guān)狀態(tài)的工作原理,對(duì)圖1所示的電路進(jìn)行全系統(tǒng)仿真。設(shè)置輸入電壓UL=220 V,負(fù)載RO=100 Ω,仿真結(jié)果如圖8所示。

圖8 仿真結(jié)果

在t0～t1階段,開關(guān)管S1、S4、S5導(dǎo)通,工作模式為ST6。

在每個(gè)開關(guān)管S1～S6關(guān)斷過程中,電流ia、ib、ic的波形迅速降至0 A。在每個(gè)開關(guān)管S1～S6導(dǎo)通過程中,與其反并聯(lián)的二極管導(dǎo)通續(xù)流,使開關(guān)管處于零電壓軟開關(guān)開通狀態(tài)。當(dāng)頻率滿足式(15)時(shí),開關(guān)管具備自然軟開關(guān)條件。

仿真結(jié)果證明,當(dāng)所有開關(guān)管S1～S6的占空比均為40%～42%,開關(guān)管的開關(guān)頻率fv在80～120 kHz調(diào)節(jié),且負(fù)載電阻RO在50～600 Ω條件下,開關(guān)管工作在軟開關(guān)狀態(tài),魯棒性最強(qiáng)。為簡(jiǎn)化分析,設(shè)定所有開關(guān)管S1～S6的占空比均為41%。值得注意的是,變頻控制既不需要復(fù)雜的控制方法,也不需要增加額外的諧振電路或控制電路。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

根據(jù)圖1搭建的實(shí)驗(yàn)電路如圖9所示。使用表1的元器件參數(shù),開關(guān)管S1～S6的頻率fv=80～120 kHz,型號(hào)為C2M0025120D;電源輸入直流電壓UL=220 V;L1=10 μH。

圖9 實(shí)驗(yàn)電路實(shí)物

3.1 軟開關(guān)特性實(shí)驗(yàn)結(jié)果

當(dāng)選用負(fù)載箱電阻RO=100 Ω,開關(guān)頻率fv=84 kHz,實(shí)驗(yàn)波形如圖10所示。電路在每次基本工作模式切換過程中,電流ia、ib、ic在第一個(gè)過渡階段瞬間下降到0 A,具備開關(guān)管零電流關(guān)斷的典型特征。

圖10 實(shí)驗(yàn)波形

從圖10可知,在工作模式為ST6向ST1切換的第一個(gè)過渡階段,電流ic下降到0 A,在電流ic為0 A的過程中完成開關(guān)管S5的關(guān)斷過程。因?yàn)殡娏鱥s5=0 A,開關(guān)管S5斷開時(shí)的瞬時(shí)功率p5=ucn·is5=0 W,所以開關(guān)管S5是軟關(guān)斷。

在工作模式為ST6向ST1切換的第二個(gè)過渡階段,二極管Ds6續(xù)流,其電流ids6具有足夠長(zhǎng)的時(shí)間,能保證開關(guān)管S6在零電壓軟開關(guān)狀態(tài)開通。

因?yàn)槿嗄孀兤鞯臋M向換流具備軟開關(guān)的魯棒性,縱向換流具有足夠的死區(qū)時(shí)間且換流瞬間電源電流i1始終具有導(dǎo)通通道,所以相比常用的單相逆變器換流具有明顯的優(yōu)越性。

3.2 變頻特性實(shí)驗(yàn)結(jié)果

電動(dòng)汽車電池充電過程包括恒流和恒壓充電階段。恒流充電階段負(fù)載較重,恒壓充電階段負(fù)載較輕。

變頻控制的負(fù)載功率曲線如圖11(a)所示。負(fù)載功率W(RO)隨著開關(guān)頻率fv的增加而下降,當(dāng)開關(guān)頻率fv固定,隨著負(fù)載RO電阻值的增大(由重載到輕載),負(fù)載功率先升后降。

變頻控制的效率曲線如圖11(b)所示。效率曲線峰值隨著開關(guān)頻率和負(fù)載電阻的變化而變化。通過對(duì)比開關(guān)頻率fv分別等于80、85、90、100、120 kHz的效率曲線可知,在直流電源UL恒定的條件下,每種頻率的傳輸效率峰值對(duì)應(yīng)不同的負(fù)載電阻。當(dāng)負(fù)載電阻RO在170 Ω以下,開關(guān)頻率fv等于85 kHz時(shí),系統(tǒng)的傳輸效率比較高;當(dāng)負(fù)載電阻RO在200 Ω左右,開關(guān)頻率fv等于80 kHz時(shí),系統(tǒng)的傳輸效率較比較高;當(dāng)負(fù)載電阻RO在300 Ω左右,開關(guān)頻率fv等于90 kHz時(shí),系統(tǒng)的傳輸效率比較高;當(dāng)負(fù)載電阻RO在400 Ω左右,開關(guān)頻率fv等于100 kHz時(shí),系統(tǒng)的傳輸效率比較高;當(dāng)負(fù)載電阻RO在500 Ω以上,開關(guān)頻率fv等于120 kHz時(shí),系統(tǒng)的傳輸效率比較高。當(dāng)直流電源UL改變,每種頻率的傳輸效率峰值對(duì)應(yīng)負(fù)載電阻值也會(huì)相應(yīng)變化。

圖11 變頻控制的負(fù)載功率和效率曲線

根據(jù)上述分析,重載階段開關(guān)頻率為80～85 kHz時(shí)效率較高,用降頻增大傳輸功率的方法實(shí)現(xiàn)恒流調(diào)節(jié);輕載階段輕載階段開關(guān)頻率為90～120 kHz時(shí)效率較高,用升頻方法實(shí)現(xiàn)恒壓調(diào)節(jié)。根據(jù)負(fù)載功率的需求選擇合適的開關(guān)頻率,使負(fù)載效率維持在較高的水平。

設(shè)定負(fù)載電阻50 Ω≤RO≤200 Ω為重載階段,負(fù)載電流IDC=4.77 A,隨著RO電阻值的增大,負(fù)載功率增大,開關(guān)頻率fv從85 kHz向80 kHz調(diào)節(jié),傳輸功率從1.14 kW上升到3.87 kW。當(dāng)重載階段負(fù)載RO=100 Ω,fv=84 kHz,從直流電源UL到負(fù)載RO的傳輸效率為94.4%。

設(shè)定負(fù)載電阻200 Ω

圖1給出的電路系統(tǒng)中采用直流電源供電,供電系統(tǒng)是交流電源,通常使用功率因數(shù)校正電路將交流電轉(zhuǎn)化成直流電。因?yàn)槿嗄孀兤鞴ぷ鞣秶?所以工程應(yīng)用采取2種方法相結(jié)合調(diào)節(jié)傳輸功率和效率:第1種方法是論文給出的方法;第2種方法是在功率因數(shù)校正環(huán)節(jié)調(diào)整傳輸電壓UL。在減小頻率范圍的條件下,恰當(dāng)?shù)恼{(diào)節(jié)電壓UL可以改變負(fù)載和效率的對(duì)應(yīng)曲線,進(jìn)一步提高重載或輕載的傳輸效率。限于篇幅,第2種方法不展開論述。

3.3 開關(guān)頻率對(duì)應(yīng)的電壓特性

開關(guān)頻率對(duì)應(yīng)的電壓特性如圖12所示。圖12(a)和(b)示出原邊電容電壓ucp31和原邊線圈電壓up31的峰值Ucp31、Up31,其波形為準(zhǔn)正弦波;圖12(c)示出副邊線圈電壓us1的峰值Us31,其波形為交流梯形波;圖12(d)示出負(fù)載直流電壓UDC。從圖12可知,輕載階段提高開關(guān)頻率可以使原邊諧振元件的電壓峰值Ucp31、Up31顯著下降,同時(shí)用于傳輸有功功率的副邊線圈電壓峰值Us31和負(fù)載直流電壓UDC在輕載階段(負(fù)載電阻200 Ω

與文獻(xiàn)[11]中LCC型單相無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)相比,在相同傳輸功率條件下,三相系統(tǒng)諧振元件的電壓應(yīng)力下降到單相無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)的1/3以下。降低諧振元件的電壓應(yīng)力的另一個(gè)顯著優(yōu)點(diǎn)是可以降低諧振元件的額定耐壓值,有利于提高功率密度。

圖12 開關(guān)頻率對(duì)應(yīng)的實(shí)驗(yàn)電壓特性曲線

4 結(jié)論

1) 歸納得到軟開關(guān)頻帶優(yōu)化與阻抗匹配方法。將原邊諧振電路看作是帶通濾波器,將副邊諧振電路看作是低通濾波器。將復(fù)合諧振網(wǎng)絡(luò)的主諧振頻率設(shè)置為略低于開關(guān)頻率且在濾波器通頻帶的合理位置,以獲得較高的效率和較大的傳輸功率。

2) 采用LCC補(bǔ)償電路和三相逆變器配合,在換相過程中能同時(shí)產(chǎn)生供電通道和續(xù)流通道,供電通道為續(xù)流通道提供較長(zhǎng)時(shí)期的續(xù)流能量。這種續(xù)流方式是逆變器開關(guān)管在開關(guān)頻率和負(fù)載范圍內(nèi)自動(dòng)實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷和零電壓導(dǎo)通的關(guān)鍵因素。

3) 利用感應(yīng)耦合傳輸系統(tǒng)的選頻特性選擇合適的傳輸功率,優(yōu)化傳輸效率。重載階段用降頻方法增大傳輸功率,輕載階段用升頻方法降低傳輸功率和原邊諧振環(huán)流,不需要額外的諧振電路或復(fù)雜的控制方法。相比文獻(xiàn)[2]中的參數(shù)設(shè)計(jì)方法,輕載效率提升約3%～5%,進(jìn)一步簡(jiǎn)化了電路結(jié)構(gòu)。