李東升，李飛銳

(中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

0 引言

隨著衛(wèi)星通信的發(fā)展，為高效利用頻譜資源，系統(tǒng)中采用諸多復(fù)雜的調(diào)制技術(shù)[1]，這對(duì)射頻鏈路末端的功率放大器(簡(jiǎn)稱“功放”)提出了更高的線性度要求[2]。通常采用的功率回退技術(shù)越來(lái)越難以滿足線性度指標(biāo)，而模擬預(yù)失真技術(shù)因其原理結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、可靠性高、成本低、穩(wěn)定性好和帶寬較寬等優(yōu)點(diǎn)得到廣泛應(yīng)用[3-4]。

目前，固態(tài)功放中末級(jí)用于功率合成的功率芯片基本采用氮化鎵(GaN)芯片[5]。以GaN為襯底的功放芯片與砷化鎵(GaAs)功放芯片的失真特性不同，芯片的增益幅度失真呈現(xiàn)“軟壓縮”特性，即在較小輸入功率時(shí)就出現(xiàn)壓縮現(xiàn)象；其增益相位也呈現(xiàn)相位壓縮趨勢(shì)，與GaAs芯片的相位擴(kuò)張不同[6]。因此，要對(duì)GaN固態(tài)功放的非線性進(jìn)行補(bǔ)償，需使預(yù)失真線性化器產(chǎn)生與功放失真特性相反的幅度擴(kuò)張與相位擴(kuò)張[7-9]。除了預(yù)失真曲線的趨勢(shì)，GaN固態(tài)功放的預(yù)失真技術(shù)的難點(diǎn)還在于預(yù)失真要具備更加優(yōu)異的預(yù)失真曲線可調(diào)節(jié)性。

1 模擬預(yù)失真技術(shù)原理分析

模擬預(yù)失真技術(shù)的原理是在功放前加載一個(gè)具有幅度補(bǔ)償與相位補(bǔ)償?shù)姆蔷€性發(fā)生器，抵消功放的幅度與相位失真。模擬預(yù)失真幅相補(bǔ)償原理示意如圖1所示。由圖1可以看出，預(yù)失真器增益幅度曲線與功放幅度失真相反，增益相位曲線與功放相位失真相反，抵消后得到線性功放的恒幅恒相曲線。三階互調(diào)是衡量功放非線性失真的一個(gè)重要指標(biāo)[10]，三階互調(diào)改善的角度分析如圖2所示。模擬預(yù)失真技術(shù)的原理是非線性發(fā)生器的三階互調(diào)信號(hào)相位與功放的三階互調(diào)信號(hào)相位相差180°、幅度相等[11]，二者級(jí)聯(lián)后將三階互調(diào)失真信號(hào)抵消，從而達(dá)到改善功放三階互調(diào)失真的目的[12]。

圖1 模擬預(yù)失真幅相補(bǔ)償原理示意Fig.1 Schematic diagram of amplitude and phase compensation of analog predistortion

圖2 模擬預(yù)失真三階互調(diào)改善示意Fig.2 Schematic diagram of analog predistortion IMD3 improvement

模擬預(yù)失真線性化器可采用肖特基勢(shì)壘二極管或場(chǎng)效應(yīng)管作為非線性器件，國(guó)內(nèi)通常采用肖特基二極管[13-14]?；谛ぬ鼗鶆?shì)壘二極管的模擬預(yù)失真器有3種基本的電路形式：傳輸式、反射式和兩路合成式。傳輸式因結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、電路穩(wěn)定、成本低成為實(shí)際工程中的主要選擇。

對(duì)于傳統(tǒng)并聯(lián)傳輸式預(yù)失真電路，其輸出的幅度補(bǔ)償為擴(kuò)張趨勢(shì)、相位補(bǔ)償為壓縮趨勢(shì)，相位補(bǔ)償曲線與GaN功放失真曲線趨勢(shì)相同，不能用于改善GaN功放[15-16]?；趥鹘y(tǒng)并聯(lián)傳輸式預(yù)失真電路提出一種新型電路結(jié)構(gòu)，可以在傳統(tǒng)電路的基礎(chǔ)上實(shí)現(xiàn)改善GaN功放的非線性功能。新型預(yù)失真器電路結(jié)構(gòu)如圖3所示，采用2級(jí)肖特基勢(shì)壘二極管進(jìn)行并聯(lián)來(lái)增強(qiáng)預(yù)失真電路的非線性，管座電路采用扇形結(jié)構(gòu)，等效于二極管與電容串聯(lián)接地，起到改變肖特基二極管輸出曲線的作用。

圖3 新型傳輸式電路結(jié)構(gòu)Fig.3 Structure of the novel transmission circuit

對(duì)單支肖特基二極管及其管座進(jìn)行數(shù)學(xué)分析，將其等效為一個(gè)二端口網(wǎng)絡(luò)，等效電路如圖4所示。其中，Gg為二極管等效電導(dǎo)，Cj為二極管結(jié)電容，C0為串聯(lián)在二極管后的容性器件容值[17-18]。

圖4 單支肖特基二極管傳輸電路等效電路Fig.4 Equivalent circuit of single Schottky diode transmission circuit

根據(jù)其電壓與電流關(guān)系寫(xiě)出該網(wǎng)絡(luò)的ABCD矩陣[19]：

(1)

由ABCD矩陣得出S21的幅度與相位：

(2)

∠S21=arctan[-ωC0Z0Y3] ，

(3)

當(dāng)Gg<ω(Cj+C0)時(shí)，Y2為增函數(shù)，而Y1也為增函數(shù)，因此當(dāng)輸入功率增大時(shí)，電導(dǎo)Gg隨之減小，預(yù)失真電路S21的幅度呈擴(kuò)張趨勢(shì)。

對(duì)S21相位函數(shù)進(jìn)行分析，將Y3對(duì)Gg求導(dǎo)，由其導(dǎo)函數(shù)可以得出：

2 新型模擬預(yù)失真電路設(shè)計(jì)

根據(jù)上述模擬預(yù)失真電路原理分析，在仿真軟件ADS中進(jìn)行電路設(shè)計(jì)，新型預(yù)失真電路如圖5所示。

圖5 新型預(yù)失真電路Fig.5 The novel predistortion circuit

呈現(xiàn)容性的扇形結(jié)構(gòu)管座電路在HFSS中進(jìn)行仿真得出S2P文件代入ADS中；采用交指電容來(lái)通射頻阻直流，避免直流信號(hào)進(jìn)入預(yù)失真器之外的射頻鏈路；直流供電部分采用λ/4扇形+高阻線結(jié)構(gòu)進(jìn)行射頻扼流，防止射頻信號(hào)進(jìn)入直流供電電源；肖特基二極管選用MA4E2037，該二極管采用梁式引線封裝，減少了串聯(lián)電感的影響。此外，并聯(lián)傳輸式預(yù)失真電路利用肖特基二極管的等效阻抗變化來(lái)產(chǎn)生幅相補(bǔ)償曲線，肖特基二極管的阻抗會(huì)隨著輸入功率的變化而變化，因此無(wú)法進(jìn)行阻抗匹配。預(yù)失真電路的輸入輸出駐波很差，因此在輸入輸出端口以及2個(gè)二極管間添加微帶隔離器，改善端口駐波并減少2個(gè)二極管間因射頻信號(hào)反射產(chǎn)生的相互影響。

此電路中，僅可以同時(shí)調(diào)節(jié)2個(gè)肖特基二極管偏置電壓，幅度相位補(bǔ)償曲線斜率可調(diào)節(jié)范圍有限，若2個(gè)二極管可以分別調(diào)節(jié)偏置電壓，則預(yù)失真電路可以輸出更豐富的補(bǔ)償曲線，提升電路可調(diào)節(jié)性。改進(jìn)后新型模擬預(yù)失真電路結(jié)構(gòu)如圖6所示，將2個(gè)二極管供電電路分離，分別對(duì)其供電，并在2個(gè)二極管之間添加起隔斷直流作用的交指電容，避免2路電源相互干擾，起到分別調(diào)節(jié)2個(gè)二極管的效果。

圖6 改進(jìn)后新型預(yù)失真電路Fig.6 Diagram of the improved novel predistortion circuit

3 電路仿真及結(jié)果分析

在ADS仿真軟件中進(jìn)行預(yù)失真電路仿真，仿真結(jié)果顯示，其幅度與相位都呈現(xiàn)擴(kuò)張趨勢(shì)，可以實(shí)現(xiàn)2.2～6.1 dB的幅度補(bǔ)償，相位可以實(shí)現(xiàn)21.5°～49°的擴(kuò)張補(bǔ)償。保持偏置電壓v_g=2.4 V不變，調(diào)節(jié)v_g1，預(yù)失真補(bǔ)償變化如圖7和圖8所示?？梢钥闯?，隨著v_g1增大，線性化器的幅度補(bǔ)償量與相位補(bǔ)償量逐漸增大。預(yù)失真線性化器有良好的可調(diào)性。

圖7 單獨(dú)調(diào)節(jié)v_g1幅度補(bǔ)償曲線Fig.7 Separately adjusted v_g1 amplitude compensation curve

圖8 單獨(dú)調(diào)節(jié)v_g1相位補(bǔ)償曲線Fig.8 Separately adjusted v_g1 phase compensation curve

將預(yù)失真器與目標(biāo)GaN功放進(jìn)行級(jí)聯(lián)仿真。對(duì)目標(biāo)功放進(jìn)行建模，測(cè)試功放主要性能指標(biāo)，根據(jù)數(shù)據(jù)在ADS中進(jìn)行建模。目標(biāo)功放是一款Ka頻段20 W功放，末級(jí)功放模塊為4路GaN芯片進(jìn)行功率合成，線性增益為67.15 dB，飽和輸出功率為43.5 dBm，飽和功率時(shí)，增益幅度非線性壓縮接近9 dB，相位非線性壓縮量約為32°，具體參數(shù)模型如圖9所示。

圖9 目標(biāo)GaN功放參數(shù)模型Fig.9 Parameter model of target GaN power amplifier

通過(guò)諧波平衡仿真，得出功放的幅度失真曲線與相位失真曲線如圖10和圖11所示。可以看出，失真曲線與實(shí)際測(cè)試曲線基本吻合。

圖10 功放幅度失真曲線Fig.10 Amplitude distortion curve of power amplifier

圖11 功放相位失真曲線Fig.11 Phase distortion curve of power amplifier

預(yù)失真器的工作區(qū)間與功放的失真區(qū)間可能不一致，直接級(jí)聯(lián)無(wú)法實(shí)現(xiàn)互逆曲線的匹配，需要通過(guò)調(diào)節(jié)2曲線的沿X，Y軸進(jìn)行平移調(diào)節(jié)來(lái)實(shí)現(xiàn)互逆曲線的匹配。通過(guò)在二者之間添加線性驅(qū)放與可調(diào)衰減器進(jìn)行增益調(diào)節(jié)，實(shí)現(xiàn)二者Y軸匹配。因預(yù)失真器存在插損，整個(gè)系統(tǒng)的增益降低，因此在實(shí)際使用時(shí)線性化器前級(jí)也需要添加增益可調(diào)模塊來(lái)進(jìn)行增益補(bǔ)償。微帶隔離器采用MEMI2800MR01，反向隔離度高于16 dB；驅(qū)動(dòng)放大器使用TGA4040芯片，該芯片可提供25 dB左右的增益；模擬衰減器采用NC13108C-140，該芯片可提供0～40 dB的衰減量。完整級(jí)聯(lián)系統(tǒng)仿真電路如圖12所示。

圖12 級(jí)聯(lián)系統(tǒng)電路Fig.12 Circuit diagram of cascade system

分別調(diào)節(jié)預(yù)失真器的2個(gè)二極管偏置電壓和后級(jí)增益可調(diào)模塊中的模擬衰減器控制電壓，完成預(yù)失真器與目標(biāo)功放的匹配。三階互調(diào)是衡量功放線性度的重要指標(biāo)，在29，30，31 GHz三個(gè)頻點(diǎn)，對(duì)預(yù)失真器與功放級(jí)聯(lián)系統(tǒng)進(jìn)行三階互調(diào)仿真，改善情況如圖13～圖15所示。

圖13 29 GHz三階互調(diào)線性化前后仿真對(duì)比Fig.13 Simulation comparison before and after 29 GHz IMD3 linearization

圖14 30 GHz三階互調(diào)線性化前后仿真對(duì)比Fig.14 Simulation comparison before and after 30 GHz IMD3 linearization

圖15 31 GHz三階互調(diào)線性化前后仿真對(duì)比Fig.15 Simulation comparison before and after 31 GHz IMD3 linearization

級(jí)聯(lián)系統(tǒng)輸入信號(hào)為間隔為5 MHz的雙音信號(hào)，在目標(biāo)功放飽和輸出功率回退3 dB時(shí)，3個(gè)頻點(diǎn)改善量均大于10 dB；隨著回退量增大，三階互調(diào)也得到明顯改善，且保持小于-35 dBc。由仿真結(jié)果可以看出，該預(yù)失真器對(duì)功放的三階互調(diào)有極強(qiáng)的改善能力。

4 實(shí)物加工及測(cè)試

將預(yù)失真器進(jìn)行實(shí)物加工，印制板采用厚度為0.127 mm的羅杰斯5880軟基板，盒體采用鋁板，表面工藝為本色導(dǎo)電氧化，采用微組裝技術(shù)，將二極管粘接在印制板上，實(shí)物如圖16所示。

圖16 新型預(yù)失真器實(shí)物Fig.16 Picture of the novel predistortion linearizer

測(cè)試預(yù)失真器的補(bǔ)償能力，使用網(wǎng)絡(luò)分析儀對(duì)其進(jìn)行二端口S參數(shù)測(cè)試，測(cè)試結(jié)果如表1所示?？梢钥闯觯瑴y(cè)試結(jié)果與仿真結(jié)果接近，產(chǎn)生的誤差在可接受范圍內(nèi)。

表1 預(yù)失真器補(bǔ)償能力測(cè)試Tab.1 Predistortor compensation capacity test table

級(jí)聯(lián)目標(biāo)GaN固態(tài)功放，對(duì)線性化功放進(jìn)行三階互調(diào)測(cè)試，分別測(cè)試了在29，30，31 GHz時(shí)不同輸出功率回退情況下的三階互調(diào)。三階互調(diào)測(cè)試結(jié)果如圖17～圖19所示。

圖17 29 GHz三階互調(diào)線性化前后測(cè)試對(duì)比Fig.17 Test comparison before and after 29 GHz IMD3 linearization

圖18 30 GHz三階互調(diào)線性化前后測(cè)試對(duì)比Fig.18 Test comparison before and after 30 GHz IMD3 linearization

圖19 31 GHz三階互調(diào)線性化前后測(cè)試對(duì)比Fig.19 Test comparison before and after 31 GHz IMD3 linearization

測(cè)試條件與仿真相同，輸入信號(hào)為間隔5 MHz的雙音信號(hào)，在目標(biāo)功放飽和輸出功率不同回退值時(shí)進(jìn)行對(duì)比測(cè)試，3個(gè)頻點(diǎn)回退量不同時(shí)都有明顯的三階互調(diào)改善，回退3 dB時(shí)，改善量都大于10 dB。在中心頻點(diǎn)30 GHz，功放回退3 dB時(shí)，三階互調(diào)線性化前后測(cè)試結(jié)果如圖20所示。

圖20 30 GHz功放回退3 dB三階互調(diào)測(cè)試Fig.20 IMD3 test graph when 30 GHz power amplifier retreats 3 dB

由圖20可以看出，線性化后功放的三階互調(diào)比線性化前提高了約11 dB。輸出功率回退量增大，功放的三階互調(diào)也得到改善，保持在-30 dBc以下。對(duì)比之前仿真，測(cè)試結(jié)果基本與仿真結(jié)果保持一致，體現(xiàn)了預(yù)失真器良好的線性化改善能力。因此，通過(guò)實(shí)物測(cè)試驗(yàn)證了該預(yù)失真線性化器可以大幅改善目標(biāo)GaN固態(tài)功放的線性度。

5 結(jié)束語(yǔ)

本文基于模擬預(yù)失真技術(shù)，提出了一種新型結(jié)構(gòu)的線性化器，采用特殊的二極管管座電路來(lái)改變傳統(tǒng)線性化器的相位補(bǔ)償趨勢(shì)，通過(guò)分別調(diào)節(jié)非線性二極管偏置電壓的方式來(lái)提高線性化器的可調(diào)節(jié)性。仿真與測(cè)試結(jié)果表明，線性化器具有優(yōu)良的補(bǔ)償能力與可調(diào)性，功放的三階互調(diào)得到大幅提升。該線性化器通過(guò)簡(jiǎn)單的電路結(jié)構(gòu)可以實(shí)現(xiàn)更優(yōu)異的可調(diào)性，對(duì)固態(tài)功放線性化器的通用性研究具有重要參考意義。

測(cè)試中發(fā)現(xiàn)，幅度補(bǔ)償曲線與相位補(bǔ)償曲線相互限制，今后的工作中將進(jìn)一步對(duì)線性化器的可調(diào)性進(jìn)行研究，基于本文新型線性化器通過(guò)2路合成式電路結(jié)構(gòu)來(lái)解決幅度補(bǔ)償與相位補(bǔ)償關(guān)聯(lián)性強(qiáng)的問(wèn)題。此外，該預(yù)失真器未考慮環(huán)境變化的影響，后續(xù)將在預(yù)失真線性化器中加入溫度補(bǔ)償功能。