張麗珍，王紅燕

（山西電力職業(yè)技術(shù)學(xué)院電力工程系，山西 太原 030021）

當(dāng)前，屋頂光伏系統(tǒng)的安裝大幅增加。通常，屋頂光伏系統(tǒng)的輸出電壓較低，因?yàn)樘?yáng)能安裝的可用空間相對(duì)較小，這就需要設(shè)計(jì)一種新的小型光伏裝置的電力電子接口以輸出高交流電壓，且這些電源接口需具有高變換增益和可調(diào)節(jié)的功率輸出。

從較小的直流電源獲得高交流輸出電壓的最常用方法是在電壓源逆變器（voltage source inverter，VSI）的輸出端連接變壓器（transformer，T/F）。為了消除線頻變壓器，升壓級(jí)可以用作直流電源和VSI輸入之間的接口以提高整個(gè)系統(tǒng)的功率密度和效率。然而，在這種情況下，接口是通過(guò)直流鏈路電容器連接，因此當(dāng)工作開(kāi)關(guān)頻率很高時(shí)，容易由于穿透而發(fā)生故障；另一種方法是使用高增益逆變器，其在輸出交流電壓和輸入直流電壓之間具有非常高的升壓比。這些單級(jí)逆變器的額定功率在幾百W到大約1 kW之間，其輸出受到高于此額定值非常多的輸入電流的限制。對(duì)此，阻抗源逆變器（impedance source inverters，ZSI）是一種潛在的解決方案，基于前端升壓級(jí)（front end boost stage，F(xiàn)BS）的配置可將高增益ZSI分為三大類(lèi)。文獻(xiàn)[1-2]提到了各種基于無(wú)源前端升壓級(jí)（pas?sive front end boost stage，PFBS）的ZSI，這些拓?fù)淠軌驅(qū)崿F(xiàn)高增益，然而，較多的無(wú)源元件數(shù)量大大增加了變換器的體積。為了解決這一困難，文獻(xiàn)[3-4]中提出了各種基于有源前端升壓級(jí)（active front end boos，AFBS）的ZSI拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

文獻(xiàn)[5]提出了一種有源阻抗源逆變器（ac?tive impedance source inverters ，AISI）結(jié)構(gòu)，其特殊性能適合屋頂光伏應(yīng)用所需的高電壓變換比、穿透保護(hù)、連續(xù)輸入電流等需求。在電流型開(kāi)關(guān)逆變器（current fed switched inverter，CFSI）等升壓比較高的變換器中，隨著額定功率的提高，從PV源引出的輸入電流也隨之增大。高輸入電流導(dǎo)致變換器中導(dǎo)通損耗顯著增加，這類(lèi)似于電壓調(diào)節(jié)器模塊（voltage regulator modules，VRMs）輸出的高電流，VRMs本質(zhì)上也是通信和運(yùn)行分?jǐn)嚯娏鳎╟urrent intensity of short-circuit breaking capaci?ty，ICS）的降壓變換器[6-7]。

多相并聯(lián)交錯(cuò)是提高功率變換器效率的一種可行方法，該原理已在VRMs中實(shí)現(xiàn)，并且有助于降低每相的電流應(yīng)力，因此在效率方面取得了很好的性能。并行思想在文獻(xiàn)[8]中已有討論，其確定了模塊化單個(gè)有源橋DC-DC變換器在更高額定功率下提高效率的優(yōu)點(diǎn)；文獻(xiàn)[9]中實(shí)現(xiàn)了串聯(lián)諧振DC-DC變換器的并聯(lián)，以提高功率處理能力；文獻(xiàn)[10-11]中，將多個(gè)逆變器模塊并聯(lián)以處理更高的額定功率。

本文提出了一種新的脈沖寬度調(diào)制法（pulse width modulation，PWM）方案，該方案在保證交錯(cuò)拓?fù)淇煽啃缘那疤嵯?，結(jié)合了貫通技術(shù)以獲得更高的增益。最后用兩個(gè)模塊驗(yàn)證了交錯(cuò)CFSI的交錯(cuò)特性，與CFSI相比，在額定功率為600 W時(shí)其效率提高了4%，最大可實(shí)現(xiàn)交流增益提高了33%。

1 模塊化實(shí)現(xiàn)

圖1為CFSI的示意圖及不同策略對(duì)比。圖1a中給出的CFSI示意圖有兩個(gè)階段：有源前端升壓階段（AFBS）和逆變器階段。AFBS將低輸入直流電壓Udc提升到高直流電壓，該直流電壓通過(guò)使用逆變級(jí)轉(zhuǎn)換為交流電壓。在此逆變器級(jí)中，固有地插入了直通，并與AFBS同步以提高Udc，從而提高AC輸出電壓。文獻(xiàn)[5]詳細(xì)討論了CFSI的脈沖寬度調(diào)制（PWM）方案，包括導(dǎo)通間隔等。由于高的升壓系數(shù)，在特定的功率水平下，CFSI的輸入電流很高。因此，隨著額定功率的增加，導(dǎo)通損耗的增加降低了變換器的整體效率。

圖1 CFSI的示意圖及不同策略對(duì)比Fig.1 Schematic of CFSI and cooperation of different strategy

1.1 策略1

策略1如圖1b所示，只使用一個(gè)AFBS級(jí)，并且將幾個(gè)并聯(lián)的逆變器級(jí)聯(lián)到該級(jí)，這不是一個(gè)好的策略，因?yàn)轭~定功率的增加，AFBS的高升壓比會(huì)迫使其滿(mǎn)足更多負(fù)載，與逆變器級(jí)相比，會(huì)增加電流應(yīng)力，從而顯著增加AFBS中的導(dǎo)通損耗。同樣，逆變器的并聯(lián)導(dǎo)致循環(huán)電流的產(chǎn)生，這將進(jìn)一步增加導(dǎo)通損耗。

1.2 策略2

在策略2中，如圖1c所示，將多個(gè)輸入級(jí)并聯(lián)連接，這有利于輸入電流的共享并減少模塊中的電流應(yīng)力，因此，AFBS的交錯(cuò)是一種更好的方法。

通過(guò)兩種可能的方案實(shí)施策略2，如圖2所示。方案1采用單電感器方法，在這種拓?fù)渲校瑢㈤_(kāi)關(guān)Sm和二極管Dm當(dāng)作一個(gè)模塊，將多個(gè)這樣的模塊并聯(lián)連接，如圖2a所示。但是，在該方案的某些工作條件下，二極管Dm1和Dm2并聯(lián)導(dǎo)通，由于二極管的負(fù)溫度系數(shù)，并聯(lián)會(huì)導(dǎo)致熱失控，因此該方案是不可行的。方案2中，電感器Lm、開(kāi)關(guān)Sm和二極管Dm連接形成如圖2b所示的模塊，分別連接到公共直流電容器C、二極管Da和輸入源Udc。該方案有利于兩個(gè)模塊之間的輸入電流的共享，從而改善效率和增益特性。

圖2 拓?fù)鋱DFig.2 Topology

2 交錯(cuò)CFSI

兩個(gè)模塊交錯(cuò)的CFSI（interleaved current fed switched inverter，ICFSI）的實(shí)現(xiàn)見(jiàn)圖 2b，在此方案中，兩個(gè)模塊共享輸入電流并升壓Udc，以獲得更高的直流母線電壓UC。

在所提出的PWM方案中，將直通信號(hào)GST交替地提供給兩個(gè)交錯(cuò)開(kāi)關(guān)Sm1和Sm2，對(duì)于高階交錯(cuò)拓?fù)洌梢允褂枚鄠€(gè)DC或相移載波信號(hào)來(lái)決定是否同步，所提ICFSI的PWM方案是在逆變器的功率間隔內(nèi)，二極管Da導(dǎo)通，輸入端提供直流電壓。逆變器開(kāi)關(guān)S1～S4的門(mén)脈沖是通過(guò)比較m（t）和-m（t）與高頻載波信號(hào)Utri（t）產(chǎn)生的，插入逆變器支路的直通信號(hào)（through signal，ST）以獲得更高的增益，該ST被分配到每個(gè)逆變器支路中，以平均分擔(dān)開(kāi)關(guān)應(yīng)力。S2和S3在正半周（m（t）>0）中產(chǎn)生ST間期，而S1和S4在負(fù)半周（m（t）<0）中產(chǎn)生ST間期。逆變器支路中的ST（GST）是通過(guò)比較DC信號(hào)±UST和Utri產(chǎn)生的。

通過(guò)比較+UST和-UST與Utri（t），分別在門(mén)信號(hào)Gsm1和Gsm2之間產(chǎn)生180°的相移。+UST用于產(chǎn)生模塊1的開(kāi)關(guān)Sm1的門(mén)信號(hào)Gsm1，并將ST插入其中一個(gè)逆變器支路中。類(lèi)似地，-UST用于產(chǎn)生門(mén)信號(hào)Gsm2以打開(kāi)模塊2的開(kāi)關(guān)Sm2，并打開(kāi)另一個(gè)逆變器支路的開(kāi)關(guān)。分配有ST的逆變器支路與開(kāi)關(guān)Sm1和Sm2的門(mén)脈沖同步，在兩個(gè)模塊交錯(cuò)的情況下，將直通信號(hào)GST交替地給予交錯(cuò)模塊，對(duì)于高階交錯(cuò)拓?fù)?，可以利用多個(gè)直流和相移載波信號(hào)來(lái)確定發(fā)射間隔。

由于Gsm1和Gsm2之間的180°相移，在ICFSI中，直通間隔在兩個(gè)間隔D1Ts和D2Ts之間平均共享，其中D1和D2表示二極管1和二極管2的直通區(qū)間。因此，交錯(cuò)開(kāi)關(guān)的開(kāi)關(guān)頻率與載波信號(hào)（Utri（t））的開(kāi)關(guān)頻率相同，而在CFSI中，主開(kāi)關(guān)Sm的開(kāi)關(guān)頻率是Utri（t）的2倍[5]。由于直通是ICFSI中允許的狀態(tài)，因此逆變器的調(diào)制指數(shù)ma受下式限制：

式中：D為直通區(qū)間。

根據(jù)所提出的PWM方案，變換器的工作可分為三種模式，表1中給出了Ts開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的工作模式，圖3給出了所提ICFSI的等效電路圖。對(duì)D1=D2=D/2進(jìn)行穩(wěn)態(tài)分析，在本分析中，除了電感器Lm1和Lm2的直流電阻dcr外，其他非理想情況均認(rèn)為是零。

表1 ICFSI的工作模式Tab.1 Operating modes of ICFSI

模式1（直通間隔）：間隔期間ICFSI的等效示意圖如圖3a所示。在此間隔中，開(kāi)關(guān)Sm1，S3和S4同時(shí)打開(kāi)。接通開(kāi)關(guān)Sm1，通過(guò)直流母線電壓UC對(duì)二極管Dm1反向偏置，然后將其截止。同樣，導(dǎo)通S3和S4使二極管Da反向偏置并截止。然而，二極管Dm2導(dǎo)通并被迫承載電感電流iLm2，因此，理想情況下，在Lm1兩端出現(xiàn)Udc+UC的電壓，而在Lm2兩端出現(xiàn)Udc的電壓，這解釋了iLm1和iLm2上升斜率的差異，如圖3a和圖3b所示。逆變器的輸入電壓us為零，電感電壓uLm1，uLm2和電容器電流iC如下式所示：

模式2（非直通間隔）：在此模式下，升壓級(jí)開(kāi)關(guān)Sm1和Sm2均關(guān)閉。根據(jù)m（t）和Utri（t）的比較情況，模式2被分為功率狀態(tài)和零狀態(tài)，如圖3b和圖3c所示。在功率狀態(tài)下，逆變器的對(duì)角開(kāi)關(guān)（S1，S4）或（S3，S2）被打開(kāi)，如圖3b所示。在零狀態(tài)下，逆變器的頂部開(kāi)關(guān)（S1，S3）或底部開(kāi)關(guān)（S2，S4）接通，如圖3c所示。

圖3 所提ICFSI的等效電路圖Fig.3 Equivalent circuit diagram of the proposed ICFSI

在升壓階段，二極管Dm1和Dm2被正向偏置，并被迫分別攜帶電感電流iLm1和iLm2。二極管Da通過(guò)（iLm1+iLm2-ii）電流量接通，其電流如圖3c所示。由于二極管Da在此模式期間處于導(dǎo)通狀態(tài)，逆變器的輸入us變得等于UC。此模式下的電感電壓uLm1，uLm2和電容電流iC如下式所示：

式中：ii為逆變器級(jí)的電流。

模式3（直通間隔）：間隔期間ICFSI的等效示意圖如圖3d所示。與模式1的ST間隔相似，在這種模式下，模塊2的開(kāi)關(guān)Sm2與逆變器開(kāi)關(guān)S1和S2一起打開(kāi)，而不是打開(kāi)Sm1。開(kāi)關(guān)Sm2和其中一個(gè)逆變橋臂的開(kāi)啟分別使二極管Dm2和Da產(chǎn)生反向偏壓，并將其截止，但是，Dm1被打開(kāi)并強(qiáng)制攜帶iLm1。與模式1類(lèi)似，逆變器在此間隔內(nèi)也處于零狀態(tài)，該模式下的電感電壓uLm1，uLm2和電容電流iC如下式所示：

為了建立UC和Udc之間的關(guān)系，對(duì)式（2）～式（4）在開(kāi)關(guān)周期Ts內(nèi)取平均值，得到以下方程：

直流鏈路電壓UC可表示為

式中：Ii為逆變器電流的平均值。

對(duì)于無(wú)損耗H橋逆變器，通過(guò)對(duì)單位功率因數(shù)負(fù)載Rac進(jìn)行功率平衡，可以得到逆變器平均電流：

式中：Ui為逆變平均電壓；Um為交流輸出電壓的峰值。

從式（8）中去掉Ii后，UC可以改寫(xiě)為

當(dāng)D1=D2=D/2且rL1=rL2=rL時(shí)，可以給出直流增益（UC/Udc）和交流增益（Um/Udc）分別為

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

本文研制了600 W的樣機(jī)來(lái)驗(yàn)證所提出的交錯(cuò)拓?fù)?，所提的PWM方案采用數(shù)字信號(hào)處理器（DSP）。圖4描繪了兩個(gè)交錯(cuò)模塊的穩(wěn)態(tài)波形。圖中顯示了ICFSI兩個(gè)模塊的柵極電壓（Gsm1和 Gsm2）、開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓（usm1和 usm2）和電感電流（iLm1和iLm2）的波形。

圖4 交錯(cuò)模塊穩(wěn)態(tài)波廝Fig.4 Steady state waveforms of interleaved module

操作樣機(jī)也在三種不同的開(kāi)關(guān)頻率下運(yùn)行，以研究開(kāi)關(guān)頻率增加的影響。圖5給出了在不同開(kāi)關(guān)頻率下獲得的穩(wěn)態(tài)波形?？梢?jiàn)，隨著開(kāi)關(guān)頻率的增加，電感電流和電容電壓中的開(kāi)關(guān)頻率分量減小。

圖5 不同康關(guān)頻率下，電感電流、電容電壓和交流輸出電壓的穩(wěn)態(tài)波廝Fig.5 Steady state waveforms of both the inductor currents（iLm1and iLm2），capacitor voltage（UC），and AC output voltage（Uout）at different switching frequencies

如圖5所示，輸入級(jí)的交錯(cuò)電感中的電流iLm1和iLm2包含2次諧波（100 Hz）和開(kāi)關(guān)頻率分量。同樣，2次諧波紋波在電容電壓UC中也很明顯。這是因?yàn)檩斎腚姼校↙m1和Lm2）和電容器C充當(dāng)了低頻儲(chǔ)能元件，以解決瞬時(shí)交流輸出功率和直流輸入功率之間的不匹配問(wèn)題[12]。此外，增加開(kāi)關(guān)頻率不會(huì)影響2次諧波分量。

為了進(jìn)一步驗(yàn)證ICFSI的增益比，變換器在工作點(diǎn)（D=0.62，ma=0.36）和（D=0.64，ma=0.34）處工作，如圖6所示。圖6a表明，在工作點(diǎn)（D=0.62，ma=0.36）處可實(shí)現(xiàn)14.2的直流增益和5的交流增益；圖6b表明，在工作點(diǎn)（D＝0.64，ma=0.34）處可實(shí)現(xiàn)24的直流增益和8.1的交流增益。

圖6 ICFSI的增益比驗(yàn)證Fig.6 Verification of high gain of ICFSI

圖7a給出了額定功率為500 W時(shí)的實(shí)驗(yàn)THD，包括從功率分析儀（PA1000）獲得的高達(dá)13次諧波的實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)，ICFSI的總諧波失真（THD）為2.78。圖7b給出了額定功率為600 W時(shí)的ICFSI測(cè)量效率。分析效率和測(cè)量效率之間的差異可歸因于逆變器級(jí)的損耗（分析中未考慮）。

圖7 ICFSI實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.7 ICFSI experimental results

4 結(jié)論

本文提出了一種CFSI的交錯(cuò)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，對(duì)變換器進(jìn)行了性能分析。討論了采用所提出PWM方案拓?fù)涞奶匦?。最后從電壓增益比和效率兩個(gè)方面對(duì)ICFSI和CFSI進(jìn)行了性能比較，結(jié)果表明，ICFSI在額定功率為600 W時(shí)，最大交流增益提高了33%，效率提高4%。