房緒鵬，題曉東，綦中明，林 強(qiáng)

(山東科技大學(xué)電氣與自動化工程學(xué)院，山東 青島 266590)

隨著人類社會的穩(wěn)步發(fā)展，煤和石油等化石能源的不斷消耗，人類對生態(tài)和能源的關(guān)注也越來越密切，新能源發(fā)電技術(shù)依然是當(dāng)今學(xué)者研究的主題。在光伏、風(fēng)能、潮汐能、波浪能等新能源發(fā)電系統(tǒng)中，高增益的DC/DC 變換器依然起著不可磨滅的作用[1]。因拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的限制，傳統(tǒng)的DC/DC 變換器一般通過調(diào)節(jié)開關(guān)占空比來控制輸出電壓的大小[2]。因此，想要實(shí)現(xiàn)較高的輸出電壓需要較大的占空比，但是占空比過大會導(dǎo)致開關(guān)管長時(shí)間處于導(dǎo)通狀態(tài)，其電壓應(yīng)力升高，產(chǎn)生比較大的開關(guān)損耗以及發(fā)熱問題。為此，國內(nèi)外諸多學(xué)者研究出了多種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)來有效提高變換器的電壓增益[3]:(1)文獻(xiàn)[4－6]采用的多級變換器結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)是通過幾個(gè)相同的升壓拓?fù)浯?lián)或交錯(cuò)并聯(lián)來提高變換器的增益。不足之處是，使用更多的器件，降低了效率，控制方法更加復(fù)雜；(2)文獻(xiàn)[7]和[8]分別提出的開關(guān)電容和開關(guān)電感技術(shù)，可將多個(gè)開關(guān)電容或開關(guān)電感結(jié)構(gòu)并聯(lián)組合在一起，可以使儲存的能量成倍增加，用以提高電壓增益[3]，但電容充放電的動態(tài)過程會帶來較大的電流尖峰，引起較大的開關(guān)損耗；而且電路使用的元器件較多，使得變換器體積增大，成本增高；(3)文獻(xiàn)[9－12]采用的耦合電感技術(shù)，變換器的電壓增益控制維度增加到二維，使變換器電壓增益不只依賴于占空比，還可以通過調(diào)節(jié)耦合電感的變比來提高輸出電壓[9]；無源箝位技術(shù)的引入，可吸收漏感，減小了因耦合電感引起的開關(guān)管電壓尖峰，不用再為漏感問題重新設(shè)計(jì)吸收回路，簡化了電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，節(jié)省了變換器造價(jià)，提升了能量的傳輸效率[11]。

準(zhǔn)Z 源DC/DC 變換器具有輸入電流連續(xù)，電容電壓應(yīng)力小，輸入輸出共地的特點(diǎn)[12]，本文利用準(zhǔn)Z 源網(wǎng)絡(luò)的優(yōu)點(diǎn)配合耦合電感，研究出一種基于耦合電感的高增益準(zhǔn)Z 源DC/DC 變換器。在耦合電感的初級繞組配合準(zhǔn)Z 源網(wǎng)絡(luò)的二極管和電容形成吸收回路，可以對漏感能量進(jìn)行回收利用，削減了開關(guān)器件電壓應(yīng)力及電壓尖峰，提升了變換器效率；次級引入電容倍壓單元，可以對功率回路中的電容進(jìn)行充電儲能，以實(shí)現(xiàn)電壓增益的提高。最后在實(shí)驗(yàn)室搭建了一臺輸入/輸出電壓為24 V/120 V 的樣機(jī)，驗(yàn)證了理論分析的正確性。

1 電路拓?fù)浼肮ぷ髟?/h2>

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

新型耦合電感準(zhǔn)Z 源DC/DC 變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是以一個(gè)準(zhǔn)Z 源網(wǎng)絡(luò)為基本框架。將準(zhǔn)Z 源網(wǎng)絡(luò)的電感替換為耦合電感的初級繞組，連接準(zhǔn)Z 源網(wǎng)絡(luò)的濾波電感替換為耦合電感的次級繞組，連接倍壓單元。圖1 為拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖，其中次級繞組和二極管VD2以及儲能電容C3形成倍壓單元。為了方便分析，耦合電感由一個(gè)勵(lì)磁電感Lm、一個(gè)理想變壓器及一個(gè)漏感Lk的并聯(lián)結(jié)構(gòu)等效替換[12]；等效電路如圖2 所示。其中，匝數(shù)比n＝Np∶Ns。

圖1 所提出變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖2 變換器等效結(jié)構(gòu)

為方便分析變換器工作原理，可假設(shè)電路中的所有電感足夠大，以確保電感電流在連續(xù)導(dǎo)通狀態(tài)下工作；電容足夠大，使其在穩(wěn)定狀態(tài)下保持電壓不變；電路中的開關(guān)管、二極管均為沒有開關(guān)損耗且導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)間為零的理想器件[13]。

1.2 工作原理

在一個(gè)開關(guān)周期Ts內(nèi)，該變換器有如下四種工作模態(tài)[14]。圖3 為變換器的主要元器件的波形圖。圖4 為該變換器模態(tài)1 至模態(tài)4 的等效模型圖。ugS為開關(guān)管S 驅(qū)動信號，iL1，iLm，iLk為流過L1，Lm，Lk的電流；is為流過開關(guān)管S 的電流；uVD1，uVD2，uVD3為二極管VD1，VD2，VD3的電壓，iVD1，iVD2，iVD3為二極管VD1，VD2，VD3的電流。

圖3 變換器主要工作波形

圖4 變換器各模態(tài)等效模型圖

模態(tài)1[t0～t1] 在t0時(shí)刻，S 導(dǎo)通，VD1，VD3導(dǎo)通，VD2關(guān)斷，輸入電源Uin經(jīng)過VD1和S 給輸入電感L1及耦合電感的初級繞組充電，電感電流iL1，iLm近似線性上升。C1，VD1，Lm，Lk組成閉合回路，Lm，Lk給C1充電儲能。Lm在C2的作用下也線性儲能，漏感Lk抑制了Ns電流的變化速率，緩解了VD3的反向恢復(fù)問題，儲能電容C3為負(fù)載提供能量。

模態(tài)2[t1～t2] S 繼續(xù)導(dǎo)通，VD2導(dǎo)通，VD1，VD3關(guān)斷。Uin和C1繼續(xù)向輸入電感L1充電，流過電感L1兩端的電流仍然呈增大趨勢；C2繼續(xù)給Lm，Lk充電儲能；同時(shí)C2經(jīng)過VD2給C3充電儲能。在t＝t2時(shí)刻，該模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)3[t2～t3] S 關(guān)斷，VD2導(dǎo)通，VD1，VD3關(guān)斷。Uin，L1，C1向C2充電儲能；同時(shí)Lm中存儲的能量向C3轉(zhuǎn)移；電感電流iL1，iLm呈下降趨勢。

模態(tài)4[t3～t4] S 繼續(xù)關(guān)斷，VD1，VD3導(dǎo)通，VD2關(guān)斷。Uin與L1繼續(xù)向C2充電儲能；C3由Lk提供能量；Uin，L1，Lm及Ns和C3共同把能量提供給負(fù)載，從而提高了輸出電壓Uo，電感電流iL1，iLm下降至大于零的某一值，t＝t4時(shí)刻，此模態(tài)結(jié)束。

2 變換器的穩(wěn)態(tài)特性分析

2.1 變換器增益特性分析

為簡化分析，同時(shí)不考慮漏感的存在。選取了模態(tài)2 及模態(tài)4 進(jìn)行電壓關(guān)系推導(dǎo)。

由模態(tài)2 等效電路可得:

由模態(tài)4 等效電路可得:

在一個(gè)開關(guān)周期Ts內(nèi)，開關(guān)管S的導(dǎo)通時(shí)間為DTs，關(guān)斷時(shí)間為(1－D)Ts[14]。根據(jù)電感L1，Np，Ns伏秒平衡原理[14]，對式(1)～式(8)整理可得:

聯(lián)立式(9)～式(11)可得:

因此，該變換器的電壓增益可表示為:

圖5 為電壓增益G與匝數(shù)比n以及占空比D的關(guān)系?？闯鐾ㄟ^合理地選擇n與D能夠獲得較高的電壓增益。圖6 為在不同匝數(shù)比時(shí)與準(zhǔn)Z 源DC/DC 變換器的增益比較?？梢钥闯鏊嶙儞Q器電壓調(diào)節(jié)范圍更寬，在高電壓增益方面的優(yōu)勢更大。

圖5 變換器電壓增益變化曲線

圖6 電壓增益曲線對比

2.2 開關(guān)管及二極管電壓應(yīng)力分析

不考慮漏感的存在，根據(jù)以上兩種工作模態(tài)進(jìn)行推導(dǎo)計(jì)算，可以得出開關(guān)管S 的電壓應(yīng)力為:

二極管VD1，VD2，VD3的電壓應(yīng)力分別為:

當(dāng)Uin一定時(shí)，S 和VD1的電壓應(yīng)力只受占空比D制約，而VD2和VD3受占空比D和匝數(shù)比n的共同影響。假設(shè)D＝0.3，圖7 為S，VD1，VD2，VD3兩端的電壓應(yīng)力與n之間的關(guān)系曲線。從圖中可知匝數(shù)比越大，VD2和VD3電壓應(yīng)力越小，但是又考慮到變換器需要較高電壓增益輸出，所以在設(shè)計(jì)實(shí)驗(yàn)時(shí)匝數(shù)比不應(yīng)太大，可以通過減小占空比D來減少元器件的電壓應(yīng)力。

圖7 功率器件的電壓應(yīng)力

3 仿真驗(yàn)證

在MATLAB/SIMULINK 軟件中對該變換器進(jìn)行建模并進(jìn)行仿真驗(yàn)證[15]，主拓?fù)湓骷?shù)見表1。

表1 拓?fù)湓骷?shù)

在D＝0.3 時(shí)的開環(huán)環(huán)境下，進(jìn)行了仿真，仿真結(jié)果如圖8 所示?？紤]到元器件的自身損耗，仿真結(jié)果與理論推導(dǎo)值基本吻合，同時(shí)也證實(shí)了該拓?fù)渚哂须娙蓦妷簯?yīng)力小，輸出電壓高的優(yōu)勢。

圖8 仿真波形

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證理論推導(dǎo)以及仿真實(shí)驗(yàn)的正確性，根據(jù)圖1 的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)制作了一臺200 W 的樣機(jī)。應(yīng)用型號為TMS320F2812 的開發(fā)板作為核心控制器件產(chǎn)生PWM 控制信號，全控開關(guān)型號選用H25R1202，驅(qū)動板型號為TX－DA962D，實(shí)驗(yàn)元件參數(shù)同仿真參數(shù)詳見表1，各元器件的實(shí)驗(yàn)波形如圖9所示。在圖9(a)中輸入電壓為24 V，輸出電壓115.5 V，與之前計(jì)算的120 V 的理論值非常接近；圖9(b)分別為C1，C2，C3的電壓波形，其電壓分別為17.2 V，41.1 V，40.8 V，與理論推導(dǎo)以及仿真結(jié)果基本吻合；圖9(c)為開關(guān)管S，VD1，VD2，VD3的電壓，S的電壓約為58 V，僅為U0/2；VD1、VD2的電壓大小相同，波形互補(bǔ)，也是58 V，小于U0，有助于選擇電壓應(yīng)力低、通態(tài)損耗小的開關(guān)器件，降低了成本和體積；VD3電壓約為110 V。圖9(d)和9(e)分別為輸入電流和各二極管及開關(guān)管的電流波形，可知輸入電流是連續(xù)的。在考慮到器件損耗、線路內(nèi)阻、耦合電感漏感等不可避免因素影響下，各元器件的實(shí)驗(yàn)電壓與理論推導(dǎo)電壓吻合較好，同時(shí)驗(yàn)證了理論分析的合理性。

圖9 實(shí)驗(yàn)波形

圖10 為通過實(shí)驗(yàn)和仿真得到的效率對比曲線圖。從圖中可知，本文所提變換器效率是高于準(zhǔn)Z源DC/DC 變換器的效率的，當(dāng)負(fù)載的功率為200 W時(shí)，效率最高，大約為93.6%。

圖10 效率對比曲線圖

5 結(jié)論

本文提出了一種含耦合電感的具有高升壓、低電壓應(yīng)力的變換器，詳細(xì)介紹了新型準(zhǔn)Z 源DC/DC變換器在不同模態(tài)下的運(yùn)行原理和工作特性，通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了在n＝1，D＝0.3 時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形，與理論計(jì)算大體相同。樣機(jī)測試結(jié)果表明:(1)耦合電感以小于等于1 的匝數(shù)比工作時(shí)，可以實(shí)現(xiàn)更高的電壓增益輸出，可應(yīng)用在大升壓比的場合，避免了開關(guān)管因升壓而工作在最大占空比的狀態(tài)；(2)當(dāng)耦合電感的n<1 時(shí)，有利于選擇磁芯尺寸小的電感元件，可減小漏感，降低成本；(3)漏感能量可以被重新吸收利用，開關(guān)器件的電壓尖峰得到顯著降低，電壓應(yīng)力大大減小，提升了電路的工作效率；(4)輸入電流平穩(wěn)連續(xù)，電容電壓應(yīng)力小，二極管電壓應(yīng)力大大降低，使得變換器的能量傳輸效率和工作可靠性得到了很大的提升。綜上所述，所提出的變換器可應(yīng)用于低壓可再生新能源發(fā)電領(lǐng)域。