焦文良，石方園

(黑龍江科技大學 電氣與控制工程學院， 哈爾濱 150022)

0 引 言

在能源、環(huán)保等問題不斷受到關(guān)注之時， 能量回收新能源的開發(fā)利用均受到人們的關(guān)注，無論儲能用的蓄電池、超級電容、還是光伏電池，這些電池的輸出等級都在50 V以下，然而儲能系統(tǒng)或者新能源發(fā)電系統(tǒng)的高壓側(cè)電壓等級都在幾百伏以上，如何實現(xiàn)高增益升壓是儲能系統(tǒng)以及新能源發(fā)電系統(tǒng)亟需解決的問題[1-2]。

文獻[3]提出無論是移動儲能還是靜態(tài)儲能，只要系統(tǒng)功率大于1 kW，即可視為大容量儲能。傳統(tǒng)的BOOST電路是無法滿足要求的，雖然通過調(diào)節(jié)開關(guān)器件占空比可以在理論上實現(xiàn)無限制升壓，但在實際工況下會使電路中功率開關(guān)管和二極管的電壓應(yīng)力大、功率開關(guān)及二極管損耗大等問題，使傳統(tǒng)BOOST電路的增益峰值只能在6以下[2]。

為得到高增益的電壓輸出，通常采用隔離型變換器，如正激、反激、半橋、全橋等變換器，通過調(diào)節(jié)占空比D以及隔離變壓器的原副邊匝數(shù)比就可以得到較高的輸出電壓。由于變壓器的制作工藝，變壓器的漏感無法解決，造成電路EMI較為嚴重，而且磁芯的體積一般較大，對于在體積要求較小場合下，隔離型變換器難以達到要求[4-5]。對于非隔離型的結(jié)構(gòu)，文獻[6]提出一種準Z源 BOOST 變換器，雖然其開關(guān)管占空比在0.5以下就能夠得到較高的電壓輸出，但是功率開關(guān)、二極管的電壓應(yīng)力為輸出電壓，限制了其在較高壓場合下對開關(guān)管的選型。

對于傳統(tǒng)交錯并聯(lián)BOOST變換器，雖然具備電流紋波小、降低功率半導體器件的電流應(yīng)力和熱應(yīng)力，實現(xiàn)冗余，提高系統(tǒng)運行的可靠性和功率密度的特點，但是對于降低功率開關(guān)管的電壓電流應(yīng)力沒有實質(zhì)影響，單個開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力為輸出電壓，顯然在高電壓輸出場合是不適用的[7]。

在上述研究的基礎(chǔ)上，筆者設(shè)計了一種具有高升壓能力的交錯并聯(lián)BOOST變換器，通過搭建實驗樣機實驗證明拓撲結(jié)構(gòu)具備電壓變換比高、功率器件電壓應(yīng)力小等優(yōu)點。

1 BOOST變換器

傳統(tǒng)BOOST拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示，若在電路中加入一個電壓源，如圖2所示，是否可以得到高電壓增益，此時電路的增益為

(1)

式中：M——電壓增益；

D——開關(guān)管導通占空比；

Udc——直流電壓源DC的電壓大??；

Uin——輸入的電壓大小。

圖1 傳統(tǒng)BOOST拓撲Fig. 1 Traditional BOOST topology

通過式(1)可以發(fā)現(xiàn)，電路的增益得到提高，從而證明了外加電源的方式可以實現(xiàn)傳統(tǒng)BOOST電路的高增益輸出。根據(jù)電容特性，即在電容電壓紋波較平均值很小時，可等效為電壓源[4]，從而得到如圖3所示的改進型高升壓比交錯并聯(lián)BOOST結(jié)構(gòu)。

圖2 改進型BOOST拓撲Fig. 2 Improved BOOST topology

圖3 改進型交錯并聯(lián)BOOSTFig. 3 Improved staggered BOOST

2 原理分析

由傳統(tǒng)的BOOST拓撲升壓公式及式(1)可知，當D越大時，此時電路的電壓增益M也越大，而且在實際工況下，一般當增益M>4 時才考慮采用高升壓 BOOST 變換器，故文中主要分析占空比D>0.5時變換器的性能，為了簡化分析過程，假設(shè)[4]：L1、L2相等使電感電流連續(xù)；電路選用的器件都是理想性器件，不計寄生參數(shù)。

圖4是電路在穩(wěn)定工作狀態(tài)下(D>0.5)的主要波形，圖5為不同的工作階段的等效電路模型。由圖5a可見，開關(guān)管Q2、二極管D2導通，開關(guān)管Q1、二極管D1處于關(guān)斷狀態(tài)，此時電感L1吸收能量，電感L2釋放能量， 電容C1放電，電容C2充電，此時有電感電流iL1不斷增大，電感電流iL2不斷減小，電容電壓uC1不斷減小，直到t1時刻，此過程結(jié)束[4]。

由圖5b可見，此時開關(guān)管Q1、Q2同時導通，二極管D1、D2同時關(guān)斷，電感L1、L2同時吸收能量，輸出電壓由電容C2提供，則電感電流iL1開始增大，iL2繼續(xù)增大，電容C1由于未參加電路的充放電過程，因此電容電壓保持不變，此過程直到t2時刻結(jié)束[4]。

圖4 主要波形Fig. 4 Main waveforms

圖5 等效電路Fig. 5 Equivalent circuit

由圖 5c可見，此時開關(guān)管Q1、二極管D1處于導通狀態(tài)，開關(guān)管Q2、二極管D2處于關(guān)斷狀態(tài)，電感L2吸收能量，電感L1釋放能量，電容C1充電，則有電感電流iL2開始減小，電感電流iL1繼續(xù)增大，電容電壓uC1開始增大，輸出電壓由電容C2提供，此過程在t3時刻結(jié)束[4]。

由圖5b可見，此時開關(guān)管Q1、Q2同時導通，二極管D1、D2同時關(guān)斷，電感L1、L2同時吸收能量，輸出電壓由電容C2提供，則電感電流iL1開始增大，iL2繼續(xù)增大，電容C1由于未參加電路的充放電過程，所以電容電壓保持不變，此過程直到t4時刻結(jié)束[4]。

3 電路模型

3.1 建立數(shù)學模型

階段1內(nèi)Q2、D2導通，電感L1吸收能量，電感L2釋放能量，電容C1放電，假設(shè)設(shè)等效開關(guān)周其Ts在階段的運行時間為(0.5-d′)Ts，其中d′=1-d，則有[8]：

(2)

解式(2)可得,此階段末的狀態(tài)量為

(3)

(4)

(5)

消除后穩(wěn)態(tài)分量后可求得交錯并聯(lián)BOOST變換器從控制到輸出的動態(tài)數(shù)學模型為

(6)

由式(6)可以看出，文中介紹的變換器存在S右半平面的零點。該零點讓系統(tǒng)成為非最小相位系統(tǒng)，故在進行控制環(huán)節(jié)設(shè)計需要置PI環(huán)節(jié)進行補償，從而消除S右半平面的零點，進而使得系統(tǒng)達到穩(wěn)定狀態(tài)[8]。

3.2 電壓增益

通過上文的分析，很容易得出電路各個階段的電路方程。

階段1

(7)

階段2和階段4

(8)

階段3

(9)

由電感L1、L2的伏秒積平衡以及電容的伏秒積平衡，結(jié)合式(7)～(9)可得電壓增益M的表達式，以及開關(guān)電容C1的電壓為

(10)

(11)

3.3 電壓應(yīng)力

由上文分析及圖4主要波形可以得出，功率開關(guān)管Q1、Q2以及二極管D2的電壓應(yīng)力為

二極管D1的電壓應(yīng)力為

UD1=Uo。

3.4 電感電容參數(shù)設(shè)計

記電感電流紋波ΔiL，根據(jù)圖4電感電流的波形圖則有

(12)

聯(lián)合式(10)～(12)整理可得

由于采取的是并聯(lián)的方式則L1=L1=L/2。記電容電壓紋波ΔUC1，根據(jù)電容伏秒積平衡原理，有

式中：f——開關(guān)頻率；

Iin——輸入電流[7]。

4 仿 真

為驗證方案的正確性，先通過Matlab建立Simulink仿真模型對電路進行仿真驗證，電路參數(shù)設(shè)計如下：輸入電壓12 V，輸出電壓60 V，輸出功率60 W，電感L1=L2為120 μH，開關(guān)電容C1為17 μF，開關(guān)頻率f取50 kHz。圖6是輸出電壓波形，電壓幅值為60 V，與設(shè)定的電壓值一樣。圖7、8是滿載情況下開關(guān)管Q1、Q2及二極管D1、D2的電壓應(yīng)力,其中Q1、Q2、D2電壓應(yīng)力為輸出電壓的一半，即30 V，D1電壓應(yīng)力為輸出電壓，即60 V。圖9為電容電壓波形，其電壓值為輸出電壓的一半，即30 V。

圖6 輸出電壓波形Fig. 6 Output voltage waveform

圖7 開關(guān)管電壓應(yīng)力波形Fig. 7 Voltage stress waveform of mosfet

圖8 二極管電壓應(yīng)力波形Fig. 8 Diode voltage stress waveform

圖9 C1電容電壓波形Fig. 9 C1 capacitor voltage waveform

5 實驗數(shù)據(jù)與分析

為了進一步驗證文中所提到的高升壓比交錯并聯(lián)DC/DC 變換器的工作原理，在實驗室中完成了一個 60 W 的小功率原理樣機。實驗參數(shù)：輸入電壓Uin=12 V，輸出電壓Uout=60 V，輸出功率Pout=60 W，電感L1=L2=120 μH，采用鐵粉芯磁環(huán)(外徑13.0 mm，厚0.5 mm)，銅線線徑為0.7 mm纏繞47圈，開關(guān)電容C1=47 μF，開關(guān)頻率f=50 kHz，輸出濾波電容[9]C2=470 μF。圖10是PWM輸出占空比，D的值為0.6。圖11是滿載情況下輸入、輸出電壓、輸出電壓為60 V，輸入電壓為11 V。圖12為二極管D1、D2電壓應(yīng)力波形，從圖12可以看出D1的電壓應(yīng)力為輸出電壓60 V，而D2的電壓應(yīng)力為輸出電壓一半，由于實際電路存在損耗，因而電路波形與仿真波形有一點差異，圖13為開關(guān)C1電壓波形，其電壓只有輸出電壓一半。圖14為開關(guān)管電壓應(yīng)力波形，其承受的電壓為輸出電壓的一半，與傳統(tǒng)拓撲結(jié)構(gòu)相比，電壓應(yīng)力降低，在進行電路設(shè)計具備較強優(yōu)勢。

圖10 PWM輸出占空比Fig. 10 PWM output duty ratio

圖11 輸入、輸出電壓Fig. 11 Input and output voltages

圖12 二極管電壓應(yīng)力波形Fig. 12 Diode voltage stress waveform

圖13 C1電容電壓波形Fig. 13 C1 capacitor voltage waveform

圖14 開關(guān)管電壓應(yīng)力波形Fig. 14 Voltage stress waveform of mosfet

6 結(jié)束語

為實現(xiàn)高增益的電壓輸出，設(shè)計了一款交錯并聯(lián)BOOST變換器，完成了電路的原理分析及仿真電路建模。實驗研究表明，該交錯并聯(lián)BOOST變換器不僅使電壓增益為傳統(tǒng)交錯并聯(lián)結(jié)構(gòu)的兩倍、開關(guān)管Q1、Q2以及二極管D2的電壓應(yīng)力為輸出電壓的二分之一，而且電容C1的電壓值為輸出電壓的二分之一。由于在實驗過程中未對另一路電路結(jié)構(gòu)進行改進，仍然有一個二極管的電壓應(yīng)力很高，不利于元器件選型，下一步將對電路結(jié)構(gòu)進行優(yōu)化。