董世釗，張湘，馬春華，張淇銘

（1.西南交通大學(xué)磁浮技術(shù)與磁浮列車教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，四川成都610031；2.西南交通大學(xué)電氣工程學(xué)院，四川成都610031；3.邵陽醫(yī)學(xué)高等?？茖W(xué)校，湖南邵陽422000）

隨著配電網(wǎng)中非線性負(fù)載，整流器，開關(guān)電源設(shè)備的大量增加，由此產(chǎn)生的諧波污染問題日益嚴(yán)重，電能質(zhì)量成為了一個(gè)熱門話題。諧波污染會導(dǎo)致電網(wǎng)電壓畸變；電器過熱和額外損耗；干擾通信系統(tǒng)；使測量裝置不準(zhǔn)確，引起繼電保護(hù)和自動(dòng)裝置的誤動(dòng)作［1-2］。

并聯(lián)型有源電力濾波器APF（active power filters）因?yàn)槟軌驅(qū)崟r(shí)抑制諧波電流并可實(shí)現(xiàn)無功功率補(bǔ)償，自1976 年提出后，便受到廣泛關(guān)注。其原理是控制開關(guān)管產(chǎn)生一個(gè)和負(fù)載諧波等大反相的補(bǔ)償電流注入電網(wǎng)，抵消掉負(fù)載電流中的諧波，從而使網(wǎng)側(cè)電流正弦無畸變［2］。

然而APF 的補(bǔ)償性能并非總是可觀的。因?yàn)橛绊慉PF補(bǔ)償性能的因素有很多，其中諧波檢測的準(zhǔn)確性對補(bǔ)償性能影響最直接。目前研究較成熟的諧波檢測方法主要有瞬時(shí)無功功率理論（P-Q），同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)理論（d-q）［3］，它們的共同點(diǎn)是需要低通濾波和檢測網(wǎng)側(cè)電壓。以往的研究往往假定電網(wǎng)電壓正弦無畸變，三相負(fù)載平衡。然而隨著電網(wǎng)負(fù)載的變化，電網(wǎng)電壓常會發(fā)生畸變。本文研究了它們在平衡無畸變（理想電壓）和不平衡畸變電壓下的諧波檢測性能，發(fā)現(xiàn)在理想電壓下二者性能相當(dāng)，都能準(zhǔn)確檢測出諧波分量。但在不平衡畸變電壓下，兩者諧波檢測準(zhǔn)確度都明顯下降，而采用d-q 理論檢測出的值較P-Q 方法準(zhǔn)確，這是因?yàn)椴捎面i相環(huán)PLL的結(jié)果［4］。如果不對電壓畸變的情況進(jìn)行充分考慮，APF的補(bǔ)償性能可能會受到不利影響。為了克服以上問題，本文考慮在傳統(tǒng)P-Q 方法上進(jìn)行改進(jìn)，同時(shí)采用網(wǎng)側(cè)電流反饋控制策略，減少電流中的開關(guān)頻率分量［5］。

1 諧波檢測策略

本文采用濾波性能優(yōu)良的自調(diào)諧濾波器STF，并對傳統(tǒng)的P-Q 方法進(jìn)行改進(jìn)，推導(dǎo)出了基于STF的改進(jìn)諧波檢測新方法。

1.1 STF濾波器

自調(diào)諧濾波器STF 是韓國學(xué)者H.S.Song 于2000年在其博士論文中為估計(jì)PWM變換器輸出的相位角而首次提出，后來這一方法被應(yīng)用到解決畸變電壓下APF的控制中去［5］。

其傳遞函數(shù)為

式中：ω 為截止頻率。

STF有一個(gè)類似于一般帶通濾波器的頻率響應(yīng)，在特定頻率（基頻）上相移可為零，使得輸入輸出同相位。在諧波檢測中，STF 可用來實(shí)現(xiàn)從畸變的電壓輸入信號中對基波信號的完整提取。為使基頻分量無衰減，即，在式（1）中加入1個(gè)常數(shù)K 即：

在不同的K 值下，STF 對基頻50 Hz 的頻率響應(yīng)如圖1所示。

圖1 STF在不同K 值下的伯德圖Fig.1 Bode diagram for the STF under different values of the parameter K

由圖1 可知，STF 在基頻處提供單位增益和零相移，而包括直流在內(nèi)的其他頻率在幅值上則快速衰減，相移大概-90o。K 值越小幅值衰減越快，有利于目標(biāo)頻率的選擇。文獻(xiàn)［6］研究了STF在不平衡且畸變?nèi)嚯妷合碌膭?dòng)態(tài)響應(yīng)表明：1）STF 只允許信號中的基波正序分量通過，濾除信號中諧波正序和負(fù)序分量；2）K越大，暫態(tài)時(shí)間越短，但無論K 取何值，STF 輸出都將達(dá)到穩(wěn)態(tài)。K值的大小影響輸出精度和動(dòng)態(tài)調(diào)整時(shí)間，選擇K值時(shí)需要折中考慮補(bǔ)償精度和瞬態(tài)特性。

1.2 STF在諧波檢測中的實(shí)現(xiàn)

在非平衡畸變電網(wǎng)電壓和不平衡負(fù)載下，采集到的電網(wǎng)電壓信號含有較多的諧波成分。如果不對其進(jìn)行處理，會造成諧波檢測的不準(zhǔn)。本文采用STF濾波，把其基頻分量完整無延時(shí)地從畸變信號中直接提取出來，供諧波檢測處理，從而消除畸變電壓對諧波提取方法的不利影響。

三相信號經(jīng)過Clark 變換，在兩相靜止坐標(biāo)系下表示為

將其帶入式（2）整理可得到STF輸出為

具體構(gòu)成如下：

此處X代表電壓或電流。STF處理模塊框圖見圖2。

圖2 STF模塊框圖Fig.2 Block diagram of STF

經(jīng)過圖2處理即可提取出畸變信號在兩相靜止坐標(biāo)系下的基波成分。

1.3 改進(jìn)的P-Q理論

對式（6）采用Clark 逆變換，得到abc 坐標(biāo)系下網(wǎng)側(cè)電流參考值。為使APF裝置正常工作，電網(wǎng)還需提供少量有功功率Pc，從而維持APF 電容電壓穩(wěn)定。

為了有效減少電流中的開關(guān)頻率和THD［5］，本文采用對網(wǎng)側(cè)電流進(jìn)行控制使其正弦化的反饋控制策略，同時(shí)基于STF 對傳統(tǒng)P-Q 進(jìn)行了改進(jìn)，推導(dǎo)出了網(wǎng)側(cè)電流參考值的計(jì)算公式。整個(gè)諧波檢測控制策略如圖3所示。

此諧波檢測策略的改進(jìn)點(diǎn)如下：1）對電壓、電流信號進(jìn)行STF濾波，從而得到平衡無畸變的網(wǎng)側(cè)電壓和負(fù)載電流信號，提高了諧波檢測的精度；2）檢測過程無需使用低通濾波器；3）直接對網(wǎng)側(cè)電流進(jìn)行反饋控制，并在畸變不平衡電壓下測試APF的補(bǔ)償性能。

2 仿真與實(shí)驗(yàn)

2.1 仿真分析

在Matlab/Simulink 環(huán)境下，對提出的諧波檢測方法進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。本文采用2組三相不控整流器用來模擬APF在0.1 s時(shí)負(fù)載加倍，以此觀測APF的瞬態(tài)補(bǔ)償?shù)男阅?；一組單相不控整流，用來模擬三相不平衡負(fù)載。各個(gè)模型參數(shù)如表1所示。

表1 系統(tǒng)參數(shù)Tab.1 Parameters of the analyzed system

本文所模擬的畸變不平衡電網(wǎng)電壓、負(fù)載電流見圖4，電網(wǎng)電壓各相的有效值和THD分別為：221.5 V，251.4 V，210.9 V和11.8%，10.6%，9.2%。

圖4 畸變電網(wǎng)電壓和負(fù)載電流的仿真波形Fig.4 Simulation waveforms of distorted grid voltage and load current

為了檢驗(yàn)改進(jìn)方法的有效性，本文在理想和畸變電壓情況下，分別對傳統(tǒng)P-Q，d-q 和改進(jìn)方法的諧波補(bǔ)償性能進(jìn)行了仿真，結(jié)果如圖5、圖6所示，其負(fù)載電流和電網(wǎng)電流的諧波含量如表2所示。

圖5a 和圖5c表明：在理想電壓下d-q，P-Q方法都能實(shí)現(xiàn)對網(wǎng)側(cè)電流的充分補(bǔ)償，使網(wǎng)側(cè)電流諧波含量從20%降到2%，滿足補(bǔ)償要求。但在非理想電壓下，它們的補(bǔ)償效果卻大大下降（見圖5b和圖5d），同時(shí)由于d-q方法采用了鎖相環(huán)算法，一定程度上比P-Q 方法具有較好的補(bǔ)償效果。從以上仿真中可明顯看出畸變的電網(wǎng)電壓會對APF的補(bǔ)償性能帶來不利影響。

表2 各方法的補(bǔ)償性能Tab.2 Compensation results with all control method

圖5 P-Q 和d-q方法的仿真結(jié)果Fig.5 Simulation results using P-Q and d-q method

圖6 基于STF方法的仿真結(jié)果Fig.6 Simulation results using STF method

圖6 是采用改進(jìn)方法的諧波補(bǔ)償效果。因?yàn)椴捎昧薙TF濾波器，與傳統(tǒng)d-q，P-Q 方法相比，無論電網(wǎng)電壓如何，網(wǎng)側(cè)電流均能得到充分補(bǔ)償，THD均為2%，始終滿足IEEE 519—1992所推薦的THD<5%的標(biāo)準(zhǔn)。

2.2 實(shí)驗(yàn)研究

為驗(yàn)證改進(jìn)諧波檢測方法的有效性，本文根據(jù)仿真模型搭建了小容量的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)?？刂葡到y(tǒng)采用TMS320F2812 芯片，負(fù)責(zé)數(shù)據(jù)采樣、諧波檢測、PWM 輸出和保護(hù)功能。驅(qū)動(dòng)模塊選用CONCEPT公司的2SD315-AI。開關(guān)管選擇英飛凌公司的IGBT模塊BSM50GB120DN2。逆變器交流測電感取0.9 mH，直流側(cè)電容由2個(gè)1 000 μF/600 V 的電解電容并聯(lián)組成，電容電壓參考值為600 V。實(shí)驗(yàn)波形采用Tek 示波器TDS2012B 截圖得到。

圖7為電網(wǎng)電壓畸變和經(jīng)STF濾波后的效果圖，從圖7 中可以看出，盡管電網(wǎng)電壓畸變嚴(yán)重，但經(jīng)過STF 濾波，仍可準(zhǔn)確得到其基波信號，同時(shí)驗(yàn)證了STF濾波器優(yōu)良的濾波性能。

圖7 電網(wǎng)電壓Fig.7 Grid voltage

圖8 為投入非線性負(fù)載后負(fù)載電流波形以及進(jìn)行補(bǔ)償后的網(wǎng)側(cè)電流波形。

圖8 網(wǎng)側(cè)電流和負(fù)載電流Fig.8 Source current and load current

從圖8 看出，在采用本文改進(jìn)的諧波檢測方法后，網(wǎng)側(cè)諧波含量明顯降低。用Fluke 電能質(zhì)量分析儀43B 測得其THD 從25%降低至4%，符合國際標(biāo)準(zhǔn)。諧波分布如圖9所示。

3 結(jié)論

為提高畸變電壓下APF的性能，本文引入了濾波性能優(yōu)良的自調(diào)諧濾波器（STF），以此為基礎(chǔ)并通過對傳統(tǒng)P-Q 理論的改進(jìn)，推出了基于STF的網(wǎng)側(cè)電流參考公式。本文所提諧波檢測策略的特點(diǎn)在于：無需使用低通濾波器處理；精確的網(wǎng)側(cè)電流計(jì)算式；前饋控制；檢測性能不受網(wǎng)側(cè)電壓畸變的影響。實(shí)驗(yàn)結(jié)果和仿真均驗(yàn)證了此方法的有效性。無論網(wǎng)側(cè)電壓如何，采用本文提出的改進(jìn)方法均具有較高的補(bǔ)償精度（滿足THD<5%的國際標(biāo)準(zhǔn)），達(dá)到很好的補(bǔ)償效果，為諧波的檢測提供了一種新的思路。但實(shí)驗(yàn)中還發(fā)現(xiàn)濾波效果及動(dòng)態(tài)性能跟參數(shù)K的選取有很大關(guān)系，后續(xù)還要進(jìn)一步研究。

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