王新平，李世民，趙志草

(1.西北工業(yè)大學，陜西西安710072;2.陸軍航空兵學院，北京101123;3.中國人民解放軍61213部隊，山西臨汾041000)

0 引 言

PWM整流控制策略有多種，現行以直接電流、間接電流控制為主，這兩種閉環(huán)控制需要復雜的算法和調制模塊。而直接功率控制因具有控制方法簡單、抗干擾能力強、動態(tài)性能良好、可實現有功無功解耦控制等諸多優(yōu)點，近年來得到了廣泛研究，其控制方法也層出不窮［1］。

直接功率控制是以直流電壓為外環(huán)、瞬時功率控制為內環(huán)的雙閉環(huán)系統(tǒng)。傳統(tǒng)的控制策略是電壓外環(huán)采用PI控制器得到有功給定，功率內環(huán)采用滯環(huán)比較器，迫使實際有功跟上給定。針對傳統(tǒng)直接功率控制開關頻率不定，采樣頻率高，以及電壓外環(huán)采用PI調節(jié)器系統(tǒng)抗擾動能力較差，對PI控制參數較為敏感，網側電流總諧波含量較大等缺點，本文采用滑模變結構直接功率控制策略，即:電壓外環(huán)采用滑模變結構控制，功率內環(huán)采用基于虛擬磁鏈的空間矢量調制直接功率控制，完成對三相PWM整流器的控制。

1 直接功率控制原理

三相PWM整流器［2］是通過對三相橋開關管的導通與關斷進行控制，從而控制整流器輸入相電壓，進而對網側電流ia、ib、ic進行控制。在直接功率控制中，通過對三相VSR瞬時有功功率和瞬時無功功率的控制來達到對系統(tǒng)輸入電流和輸出電壓的控制，下面就其工作原理給予說明。

在兩相旋轉坐標系中，假設電網電壓矢量和兩相旋轉坐標系中的d軸重合，則此時uq=0。同樣，設d軸初始位置和α軸重合，電流矢量和d軸夾角為φ，則得到瞬時有功功率和瞬時無功功率［3］:

式中:ud、uq為整流器終端輸入電壓;id、iq為三相VSR交流側電流矢量的d、q軸分量。

電網電壓矢量在d軸進行投影，其值為常數，可以實現id對P的控制，且id與P成正比關系;同理，可以實現iq對Q的控制，且iq與Q為反比關系。這就是三相電流ia、ib、ic開關狀態(tài)選擇的依據。

若忽略濾波電抗器電阻R，應用基爾霍夫電壓定律，得到三相VSR在兩相同步旋轉坐標系中的模型電壓平衡方程式:

式中:Um為相電壓峰值，urd、urq為三相VSR交流側電壓矢量的d、q軸分量。

由式(2)可知，瞬時電流id、iq受VSR交流側控制電壓urd、urq的控制，結合式(1)，有功功率和無功功率可由 urd、urq控制。

設電源為三相對稱的正弦波，pref為有功功率參考值，qref為無功功率參考值，則可得［2］:

由式(3)知，在一定電網電壓下，對有功功率和無功功率兩個量的控制可實現對三相電流的控制。

在兩相旋轉坐標系中，電網電壓矢量在d軸的投影為一個常數。根據參考文獻［4］，瞬時功率:

根據式(5)，式(4)可變形:

由式(6)可以看出，保持電網輸入電壓不變，VSR的控制對象［4］由輸入電流轉換為輸入功率，這就是三相VSR中直接功率控制的基本原理。

2 滑模變結構矢量調制直接功率控制策略

常規(guī)的直接功率控制時，當需要調整有功功率P時，電壓矢量總是從所在區(qū)間相鄰的電壓矢量選擇，這樣導致電壓矢量在q軸上的投影值很小，致使無功功率在這個電壓矢量區(qū)域內發(fā)生失控，同時電流波形也會存在一定的畸變。空間電壓矢量［6－7］，可以產生任何方向的電壓矢量，從當前網側電壓矢量的相位考慮，計算出一個至少和它有一定角度差的電壓矢量，這個電壓矢量在q軸上的投影有一定大小，從而完成對無功功率的控制，同時也可滿足控制有功功率的要求。原理框圖如圖1所示。

圖1 滑模變結構DPC－SVM控制系統(tǒng)框圖

由圖1可以看出，直接功率控制應用虛擬磁鏈(VF)，只要進行兩相電流信號的測量，而不用進行電壓信號的測量，減少了傳感器的數量。運用功率內環(huán)和電壓外環(huán)的雙層結構控制，空間矢量調制模塊實現開關頻率固定。使無功功率指令qref設置為零，從而實現單位功率因數運行，有功功率指令值pref則由外環(huán)滑模控制器輸出得到，qref和pref作為輸入信號，分別與功率估計器輸出的Q和P值比較產生偏差信號，進入PI控制器，再經過坐標變換得到電壓信號 urα和 urβ，最后送入空間矢量調制模塊(SVM)進行處理，獲得開關信號 sa、sb、sc。

3 滑模變結構矢量調制直接功率控制仿真模型

根據圖1建立起控制系統(tǒng)整個仿真模型［8］如圖2所示。圖中的SMC模塊是滑?？刂破鲉卧鶕Ｃ妫?］選取方法建立其仿真模型如圖3所示。

4 仿真結果

在圖2的仿真模型中，設定仿真參數如下:輸入電壓ua、ub、uc幅值為 50 V，正弦交流電周期為0.001 s;輸入側等效電阻 R1=R2=R3=0.001 Ω;輸入電感L1=L2=L3=20 μH;直流側電容C=1 200 μF;負載電阻 R=1.35 Ω，開關周期 T=0.02 ms。仿真時間設為0.5 s，仿真算法采用ode45(Dormand－Prince)，k2取200。

(1)仿真結果分析

圖4是直流側電壓波形。從波形知，系統(tǒng)的輸出為90 V，調節(jié)時間約為0.002 s，無超調。

圖2 滑模變結構DPC－SVM控制系統(tǒng)仿真模型

圖3 SMC模塊

圖5為交流側a相電壓、電流波形，從圖中可看出，輸入電流為正弦波，經過5個電源周期后電流完全跟隨電壓，相位與輸入電壓一致。

圖6為0～0.5s時間內整流器無功功率的變化情況。由圖6可以看到，基于滑模變結構空間矢量調制直接功率控制的三相電壓型PWM整流器的功率因數接近1。

(2)抗擾性分析

若在 0.2 s時負載由 1.35 Ω 降為 0.9 Ω，直流側輸出電壓的響應情況如圖7所示。由圖7可知，直流電壓有一個小的降落，約0.002 s后又回到90 V。

圖8為負載變化前后交流側a相的電壓和電流波形。由該圖可以較為清晰地看到，在負載突變時，電壓與電流之間同相位的情況幾乎沒有發(fā)生改變。

圖9為負載變化前后整流器無功功率的變化情況。無功功率在負載變化后經過約0.01 s后恢復到變化前的值，整流器的功率因數接近于1。

5 結 語

本文采用了滑模變結構空間矢量調制直接功率控制策略，即:電壓外環(huán)采用滑模變結構控制，功率內環(huán)采用虛擬磁鏈矢量調制直接功率控制。該控制策略開關頻率固定，方便網側電感參數的選取;降低了采樣頻率;可獲得任意方向電壓矢量，不存在無功失調區(qū);具有更好的動態(tài)品質、魯棒性以及更小的諧波含量;同時電壓外環(huán)參數整定簡單，設計方便。

［1］ 張崇巍，張興.PWM整流器及其控制技術［M］.北京:機械工業(yè)出版社，2003.

［2］ 接峰.三相PWM整流器及其控制［D］.杭州:浙江大學，2006.

［3］ 羅永.風力發(fā)電并網變流器直接功率控制［D］.北京:北京交通大學，2008.

［4］ 董金寶.永磁同步風力發(fā)電系統(tǒng)PWM整流技術研究［D］.西安:西北工業(yè)大學，2010.

［5］ 陳偉.三相電壓型PWM整流器的直接功率控制技術研究與實現［D］.華中科技大學，2009.

［6］ 趙葵銀，楊青，唐勇奇.無交流電壓傳感器的PWM整流器的直接功率控制［J］.電力電子技術，2007，41(7):6 －9.

［7］ 汪萬偉，尹華杰，管霖.三相電壓型PWM整流器滑模變結構直接功率控制［J］.華南理工大學學報，2009，37(11):83 －87.

［8］ 張之勇編著.精通MATLAB6.5版［M］.北京:北京航空航天大學出版社，2008.

［9］ Silva J F.Sliding－Mode Control of Boost－Type Unity－power－Factor PWM Rectifiers［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，1999，46(3):594－603.