焦春雷,嚴登俊

(河海大學 電氣工程學院,江蘇 南京210098)

0 引 言

與傳統(tǒng)二極管和晶閘管移相整流相比,三相電壓型PWM 整流器具有網(wǎng)側(cè)電流諧波低、功率因數(shù)高、能量雙向流動及恒定直流電壓控制等優(yōu)點,符合“綠色電能變換”的要求,得到了廣泛的應用和研究。但由于電壓型PWM整流器模型是一個典型非線性多輸入多輸出系統(tǒng),模型中含有狀態(tài)變量和控制變量的乘積,并且狀態(tài)變量間存在耦合,所以常規(guī)的控制策略難以滿足快速動態(tài)響應、輸入電流畸變小和單位功率因數(shù)的要求?，F(xiàn)行用于該系統(tǒng)的控制策略主要分成兩類：一類是間接電流控制;另一類就是目前占主導地位的直接電流控制。直接電流控制策略采用了交流電流內(nèi)環(huán)、直流電壓外環(huán)控制結(jié)構(gòu),具有網(wǎng)側(cè)電流動態(tài)響應快易實現(xiàn)單位功率的優(yōu)點;其不足是直流電壓響應較慢、抗擾性較差。對此,本文根據(jù)電壓型PWM整流器的數(shù)學模型,建立了整流器的直接電流控制數(shù)學模型,提出了基于電流前饋解耦控制的電壓型PWM整流器控制策略,采用了dq坐標系下的電流內(nèi)環(huán)、基于滑?？刂齐妷和猸h(huán)的控制結(jié)構(gòu),而電流內(nèi)環(huán)輸出的控制信號則采用SVPWM技術(shù)調(diào)制。此方案實現(xiàn)了對有功電流和無功電流的解耦;提高了直流電壓的響應速度和魯棒性,增強了系統(tǒng)的抗擾能力。計算機仿真證明了該策略的可行性。

1 基于滑?？刂频碾妷和猸h(huán)設(shè)計

圖1為三相電壓型整流器主電路拓撲圖。

其中定義開關(guān)函數(shù)

圖1 三相Boost型PWM整流器主電路拓撲

則采用功率三相轉(zhuǎn)同步dq坐標變換,三相PWM整流器dq模型[1]為

忽略輸入電感損耗和三相整流橋路自身損耗,則三相空間矢量變換器交流側(cè)有功Psa與直流側(cè)功率Pdc相等,即

由式(1)的第三個方程可得

把式(3)和(4)聯(lián)立,則式(2)第三個方程可改寫為

從式(2)和式(5)可以看出,該系統(tǒng)有兩個控制量sd和sq。sd通常用來控制輸出直流電壓uc,sq用來控制無功電流i q以獲得給定功率因數(shù)。故可以選取u c和iq為系統(tǒng)輸出。定義誤差變量 σ=[σ1σ2σ3]=[iLqiLq*u c-u c*u c],根據(jù)滑?？刂评碚揫2],可選擇滑模面s1(σ1,t)和 s2(σ1,σ2,t)為

式中,λ,μ為反饋系數(shù)。

因此,通過設(shè)置以上滑模面及適當?shù)姆答佅禂?shù)即可獲得期望的動態(tài)響應和系統(tǒng)的穩(wěn)定性及魯棒性。理論上反饋系數(shù)μ越小,直流電壓響應越快,但其不能太小,否則將激發(fā)系統(tǒng)未建模動態(tài)[3]。把式(5)代入式(7)可得

進一步變形式(8),可以得到

由于穩(wěn)態(tài)時e q=0,則這時可以定義

這里的i d*就是有功電流內(nèi)環(huán)所需要的參考指令值,而系統(tǒng)的滑模面式(6)、(7)可重新定義為

常規(guī)滑?？刂圃诙x滑模面式(11)后[2],均采用滯環(huán)控制,由此帶來開關(guān)頻率不固定的缺點。因此本文僅采用滑模控制外環(huán),以獲得有功電流內(nèi)環(huán)所需要的參考有功電流,即式(10),然后經(jīng)電流內(nèi)環(huán)控制后給出整流器的電壓矢量指令,利用定頻SVPWM技術(shù)即可實現(xiàn)開關(guān)的定頻控制。

2 前饋電流解耦控制系統(tǒng)設(shè)計

根據(jù)式(1)前兩個方程可得以i d,i q為變量的直接電流控制數(shù)學模型

式中,u rd、u rq為整流器輸入電壓矢量(其中u rd=s d u c,urq=squc)。

由式(12)的兩個方程可以看出,數(shù)學模型中的d軸和q軸是互相耦合的,因此無法對兩方程單獨控制,這對控制器的設(shè)計造成一定程度的困難。對一個耦合系統(tǒng)進行控制,工程上希望實現(xiàn)某一個輸出量僅受某一個輸入量的控制,這種控制方式稱為解耦控制[4]。線性定常系統(tǒng)的解耦一般有串聯(lián)補償器實現(xiàn)解耦和前饋補償器進行解耦,這里采用前饋解耦控制。為此,引入i d,i q的前饋解耦控制,對e d,e q進行前饋補償,且采用PI調(diào)節(jié)器作為電流內(nèi)環(huán)控制器,則有方程

根據(jù)式(13)得整流器電流前饋解耦控制結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 電流前饋解耦控制結(jié)構(gòu)圖

3 本文所提方案控制原理圖

系統(tǒng)控制框圖如圖3所示,與傳統(tǒng)的直接電流控制系統(tǒng)不同之處在于本系統(tǒng)電壓外環(huán)采用了滑?？刂?具有滑?？刂乒逃械捻憫?、魯棒性強,抗擾性強等優(yōu)點;另外采用固定開關(guān)頻率的SVPWM技術(shù)對電流內(nèi)環(huán)輸出的控制信號進行調(diào)制,繼承了SVPWM電壓利用率高,動態(tài)響應快,容易數(shù)字實現(xiàn)的優(yōu)點。具體SVPWM實施算法可參見文獻[5],不再贅述。

圖3 系統(tǒng)控制原理圖

4 系統(tǒng)仿真波形及分析

4.1 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)置

為驗證本文所提控制策略的可行性,利用Matlab對系統(tǒng)進行了數(shù)值仿真。系統(tǒng)仿真參數(shù)為：輸入電源相電壓幅值為311 V,輸出直流電壓u dc*=700 V,單位功率因數(shù)運行即i q=0,輸入電感L=100 mH,線路等效阻抗為R=0.1Ω,直流側(cè)電容為c=3 000μF,負載R=40Ω。開關(guān)頻率 f=10 k Hz?？刂葡禂?shù)參數(shù)為：μ=0.0015,k p=13,k i=50。

4.2 系統(tǒng)啟動響應

圖4分別為直流電壓啟動響應波形,電源輸入a相電壓和電流波形。從圖4(a)可以看出直流電壓響應速度快(0.01 s左右),無超調(diào),無穩(wěn)態(tài)誤差;輸入電流為正弦,電流總畸變率為2.99%,與電源電壓相位一致,實現(xiàn)了單位功率因數(shù)的要求。

圖4 系統(tǒng)啟動響應波形

4.3 指令電壓變化時系統(tǒng)動態(tài)響應

考慮輸出電壓指令值u dc*變化,周期性(0.1 s)由700 V調(diào)整到600 V,并且考慮負載在此時也發(fā)生突變,系統(tǒng)的動態(tài)響應波形如圖5所示?？梢钥闯鲋绷鱾?cè)電壓較好地跟蹤了指令輸出值也即直流側(cè)功率較好地跟蹤了給定功率,其響應平滑,超調(diào)振蕩幾乎為0,魯棒性強,響應在0.02 s左右。

圖5 直流電壓響應波形

4.4 負載變化時系統(tǒng)的動態(tài)響應

考慮負載變化時,直流側(cè)的電壓響應情況。系統(tǒng)初始運行負載功率為12.25 k W,當系統(tǒng)運行在0.1 s時,突然把負載功率增到40 kW 運行,直到0.3 s,在0.3 s時負載功率減小到初始值一直運行,此過程系統(tǒng)的動態(tài)響應波形如圖6所示。可以看出直流側(cè)的電壓隨著負載的變化波動很小,無穩(wěn)態(tài)誤差,負載變動時系統(tǒng)恢復到穩(wěn)定值的時間很短,在0.02 s左右。

圖6 負載變化時直流電壓波形

5 結(jié) 論

根據(jù)電壓型PWM整流器dq坐標系下的電流控制數(shù)學模型,提出了基于前饋解耦控制的電流內(nèi)環(huán)、滑?？刂频碾妷和猸h(huán)新控制策略。本系統(tǒng)采用了前饋解耦控制,實現(xiàn)了無功電流和有功電流的獨立控制和單位功率因數(shù);采用了滑?？刂频碾妷和猸h(huán),實現(xiàn)了直流電壓的快速跟蹤,增強了直流側(cè)電壓的穩(wěn)定性和魯棒性。新控制策略改善了傳統(tǒng)直接電流控制的不足,具有系統(tǒng)響應快、穩(wěn)定性好、抗負載擾動能力強等優(yōu)點,計算機仿真證明了新控制策略的可行性和優(yōu)越性。鑒于以上優(yōu)點,本系統(tǒng)具有實際的開發(fā)研究價值。

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